用于光伏并网系统的四倍升压九电平共地逆变器：降低电压应力的创新拓扑结构

《Results in Engineering》：A Quadruple-Boost Nine-Level Common-Ground Inverter with Reduced Voltage Stress for Grid-Connected PV Systems

本文推荐一种新型九电平开关电容共地逆变器拓扑，针对光伏并网应用中的漏电流和电压应力问题展开研究。该拓扑采用单一直流源实现四倍电压升压（Quadruple-Boost），通过十二个功率开关、三个自平衡电容和单个二极管构建共地（Common-Ground, CG）结构，有效稳定共模电压、消除漏电流。关键创新在于将开关最大阻断电压（MBV）限制为输出电压的一半，显著降低器件应力。研究成果通过MATLAB/Simulink仿真和1.3 kW实验原型验证，为高增益无变压器光伏系统提供了高效可靠的解决方案。

　　

随着工业化、城市化和人口增长推动全球能源需求持续攀升，减少对化石燃料的依赖、缓解环境恶化并实现可持续发展已成为紧迫任务。这一转变使太阳能等可再生能源（RES）成为现代能源系统的前沿。然而，这些资源的可变性和分散性给其并入电网和独立系统带来显著挑战。电力电子转换器，特别是逆变器，在这方面至关重要，能够将可再生能源产生的直流电转换为与电网或负载要求兼容的可用交流电。在众多技术中，多电平逆变器（MLIs）已成为一种强大解决方案，相比传统两电平或三电平逆变器具有诸多优势，包括更好的输出波形质量、更低的总谐波失真（THD）、更低的电磁干扰（EMI）、更高效率以及兼容中高压应用。MLIs通过多个电压电平生成阶梯式交流电压波形，比两电平和三电平逆变器更有效地逼近理想正弦输出，日益广泛应用于太阳能光伏（PV）系统、电力驱动、电动汽车和高压直流输电系统。

尽管优势显著，传统MLIs存在明显局限，包括需要多个隔离直流源、开关数量增加、电容电压失衡以及复杂控制策略，这些因素增加了系统成本、尺寸和可靠性问题。为克服这些挑战，研究人员探索了替代拓扑，包括使用开关电容器（SCs）。它利用开关电容和单个直流源组合生成多电平交流输出，同时实现电压升压，显著减少开关数量并消除对多个隔离源的需求。然而，这些配置往往存在其他缺点，如缺乏电压升压能力、开关承受高电压应力以及缺少共地结构。电压升压对于可再生能源系统至关重要，尤其在采用低压光伏组件时。一些研究人员提出了高增益开关电容多电平逆变器（SCMLI）拓扑来满足这一需求，但许多设计需要大量开关，增加了系统复杂性、成本和控制难度。其他设计则存在高总站立电压（TSV），需要使用高额定设备，从而增加总体成本。此外，许多拓扑未解决漏电流问题，仍缺乏共地（CG）特性，使其不适用于并网太阳能光伏应用。

漏电流源于光伏面板与地之间的寄生电容，导致电磁干扰、功率损耗和安全问题。为缓解此问题，近年来开发了共地逆变器结构。这些拓扑在光伏负极和电网中性点之间提供连续路径，有效钳位共模电压并消除漏电流。尽管五电平共地逆变器被引入以抑制漏电流，但它们缺乏固有电压升压能力，需要高直流输入电压来生成标准交流输出，这使得它们不适合直接与太阳能光伏系统等低压源集成。通常需要添加外部升压转换器，但这增加了系统复杂性、成本和功率损耗。附加组件还降低了整体效率，导致系统更庞大，使得此类拓扑不太适合紧凑且经济高效的可再生能源应用。一些研究探索了具有双倍电压升压的五电平共地（CG）逆变器拓扑，但它们遭受非常高的半导体器件电压应力。为增加输出电压电平数，提出了具有电压升压的七电平CG逆变器，同时引入了具有四倍电压升压的九电平CG逆变器。然而，这些拓扑中的许多仍存在高电压应力、需要高额定开关 due to significant voltage stress on the semiconductors，导致成本增加、散热器更大和可靠性降低。因此，开发结合共地操作、电压升压、减少开关数量和低电压应力的SCMLIs日益受到关注。

为此，研究人员提出了一种新型九电平开关电容四倍升压共地逆变器（9L-SCQB-CG）拓扑。该开关电容九电平配置实现了几个关键目标：四倍电压升压；最大阻断电压仅为输出电压的一半；降低总站立电压（TSV）；自平衡电容器；消除漏电流问题的共地结构；以及无H桥设计。

该研究发表在《Results in Engineering》上，作者为Rattan Kumar Venkatesan和Chitra Lakshmikanthan，单位是印度泰米尔纳德邦的Aarupadai Veedu Institute of Technology, Vinayaka Mission’s Research Foundation – DU。为开展研究，他们主要采用了以下关键技术方法：首先，基于提出的新颖功率电路拓扑进行理论分析和模态操作原理推导；其次，采用电平移位脉宽调制（LSPWM）技术，以5 kHz固定开关频率生成门极驱动信号；第三，利用MATLAB/Simulink和PLECS软件进行系统仿真，详细分析稳态和动态特性、功率损耗和效率；第四，构建了一个1.3 kW的实验室原型进行实验验证，使用SKM75GB063D功率开关、HCPL-3120门极驱动器和MUR5060二极管等关键组件；第五，为抑制开关电容充电过程中的浪涌电流，采用了软充电技术，插入40 μH电感；最后，使用TMS-28379D数字控制器实现网格连接控制，确保输出与电网同步。

2. Description of the Proposed Topology

提出的9L-SCQB-CG电路是一种9电平开关电容共地无变压器逆变器拓扑，旨在使用单个直流输入源，无需变压器或多个隔离源，生成九阶梯交流输出。该拓扑采用12个半导体开关（S1–S12）、三个开关电容（Ca, Cb, Cc）、一个二极管（D）和一个滤波电感（Lf）来实现电压升压、极性反转和输出滤波。其工作原理是通过与直流源并联对电容充电，然后串联放电以在输出端产生升压后的电压电平。逆变器可以生成对称的输出电平（+4V_dc, +3V_dc, +2V_dc, +V_dc, 0, -V_dc, -2V_dc, -3V_dc, -4V_dc），通过选择性切换晶体管形成不同的电压通路来控制。滤波电感（Lf）平滑阶梯波形，减少纹波并使输出更接近正弦形式，提高整体电能质量。

2.1. State 1: (v_o=4V_dc)

在此工作模式下，逆变器利用直流源以及开关电容Ca和Cc的电压提供4V_dc的输出电压。通过导通开关S1, S2, S5, S6, S7, S10和S11形成主导通路径来实现此最大输出电压。

2.2. State 2: (v_o=3V_dc)

在此模式下，通过将输入源与开关电容Cc的电压叠加，逆变器提供3V_dc的输出电压。导通开关S1, S4, S6, S7, S10和S11以形成导通路径。因此，负载上的总输出电压是输入电压和开关电容Cc电压之和，即v_o= V_dc+V_Cc。此外，导通开关S2和S5以为开关电容Cb充电至V_dc。

2.3. State 3: (v_o=2V_dc)

开关S1, S2, S5, S6, S9和S11形成一个串联路径，允许输入电压V_dc和来自开关电容Ca的电压在输出端求和。导通开关S8和S10以为开关电容Cc充电至2V_dc，而开关电容Cb则通过开关S1, S2, S5和二极管D充电。

2.4. State 4: (v_o=V_dc)

在此模式下，输出电压等于输入电源电压，即V_dc。负载通过串联连接的开关S1, S4, S6, S9和S11供电。该路径允许电源直接为负载供电，无需任何电容参与升压。同时，激活开关S3和S5以允许电源为电容Cb充电。

2.5. State 5: (v_o=0)

此状态对应于零输出电压条件，负载电压保持为零伏（v_o = 0）。借助开关S8, S10和S12形成续流路径。此处，开关电容Ca放电，而开关电容Cb和Cc在功率开关S1, S2, S5和S1, S2, S5, S6, S9的帮助下分别充电至V_dc和2V_dc。

2.6. State 6: (v_o=-V_dc)

通过利用开关电容Ca和Cc两端的电压获得初始负输出电压电平。开关电容Ca通过开关S1, S3, S4和S5的导通充电，而负载电流通过开关S3, S5, S6, S9和S12输送。

2.7. State 7: (v_o=-2V_dc)

通过组合存储在开关电容Ca和Cb中的电压生成-2V_dc输出电压电平。在此状态下，逆变器激活开关S2, S3, S4, S8, S10和S12，将Ca和Cb串联连接， effectively summing their voltages to reach twice the input DC voltage in the negative polarity.

2.8. State 8: (v_o=-3V_dc)

与先前的输出电压电平类似，在此状态下，开关电容Ca和Cb共同在负载端实现-3V_dc。这是通过操作开关S3, S5, S7, S8, S9和S12实现的。此外，通过导通开关S1和S4 enable the charging of SC Ca。

2.9. State 9: (v_o=-4V_dc)

通过组合所有三个开关电容两端的电压实现此最大负输出电压。这种安排允许逆变器通过有效串联连接电容 via the active switches S2, S3, S4, S7, S8, S9, and S12来提供最高负电压电平。

3. Sizing of Passive Components of 9L-SCQB-CG

提出的9L-SCQB-CG逆变器拓扑采用电平移位脉宽调制（LSPWM），其中以5 kHz固定开关频率工作的三角载波信号与正弦参考电压进行比较，以合成九电平输出电压波形。考虑了最长放电周期、三个开关间隔内10%的电压纹波约束以及5 kHz开关频率等关键参数来设计开关电容。从波形中观察到，开关电容Ca、Cb和Cc的最长放电持续时间（LDD）分别为t3到t4、t8到t11和t7到t12。对于电容 sizing，并考虑输出电压波形的对称性，开关电容Cb和Cc的LDD间隔分别近似为t2-t5和t1-t6。根据电荷平衡和电压纹波要求，推导出各电容（Ca, Cb, Cc）的计算公式。类似地，基于电感伏秒平衡原理和允许的电流纹波，推导出滤波电感（Lf）的计算公式。

4. Power Loss Analysis

多电平逆变器的效率主要受系统总功率损耗的影响。这些损耗包括半导体开关和二极管的导通损耗、器件转换期间的开关损耗以及电容器的纹波电流损耗。为了评估所提出逆变器拓扑的效率，本节对导通、开关和纹波电流损耗进行了数学分析。

4.1. Conduction Loss

使用其相应的等效电路为每个输出电压电平计算所提出的9L-SCQB-CG拓扑的导通损耗。考虑开关的导通电阻值（R_nS）、二极管（R_nD）和等效串联电阻（R_r,C）来计算导通损耗。通过在一个完整周期内对所有工作器件中的单个损耗求和来计算总导通损耗。

4.2. Switching Loss

考虑开通和关断期间的能量耗散来计算每个开关的开关损耗。总开关损耗通过求和所有开关在一個周期内的开通和关断损耗来估算。

4.3. Ripple Loss

考虑所有三个开关电容Ca-Cc，计算电容器电压纹波损耗。总功率损耗表示为导通损耗、开关损耗和纹波损耗之和。逆变器的效率据此计算。

5. Results and Discussion

通过仿真和实验评估检查了9L-SCQB-CG逆变器拓扑的运行性能。使用MATLAB进行仿真以分析各种负载和调制 scenario下的稳态和动态特性。为了验证仿真结果，在等效条件下构建并测试了一个1.3 kW的实验室规模硬件原型。为了解决开关电容充电过程中的浪涌电流这一常见限制，广泛采用了软充电技术，显著抑制浪涌电流并提高半导体器件的可靠性。在电容充电回路中插入了一个40 μH的软充电电感以限制高浪涌电流 flow。

仿真和实验结果表明，在100 V直流输入电压下，逆变器成功生成了达到±400 V的9电平阶梯输出波形， demonstrating a voltage boosting factor of four。在纯电阻负载和阻感负载下，负载电流波形平滑且符合预期，电容电压保持良好调节，确保适当的电荷平衡和稳定的多电平操作。动态性能测试表明，在输入电压阶跃变化和负载突然变化条件下，输出电压和电容电压能够相应调整并保持稳定，确认了在输入波动期间强大的电容电压调节能力。调制指数变化实验验证了逆变器有效调节输出电压幅度的能力。电网连接模式下的实验结果表明，逆变器电流能够准确跟踪参考值并与电网电压同步，在所有情况下都观察到具有适当相位对准的正弦波形，确认了有效的控制和同步。效率测量显示，在输出功率增加时效率逐渐下降，这是由于导通和开关损耗增加所致，这与仿真结果一致。

6. Comparison Study

为了验证所提出的9L-SCQB-CG逆变器的有效性，针对现有拓扑进行了全面的比较分析。比较基于几个关键参数，包括组件数量（开关N_S、门极驱动器N_G、二极管N_D、电容器N_C）、升压系数（BF）、电平开关比（LS）、最大阻断电压（MBV）、MBV与BF之比、总站立电压（TSV）及其每电平归一化值（TSV_p.u./N_Le）、不同电流条件下的成本系数（CF）、电容电压多样性系数（CVDF）、电容器的最大电压应力（MVC）以及给定功率水平下的整体效率（η%）。

比较表明，所提出的拓扑[P]在几个方面表现出优势：尽管使用了稍多的开关，但它实现了四倍升压（BF=4），而许多其他拓扑只有双倍或更低升压；其最大阻断电压（MBV）仅为输出电压的一半（2V_dc），远低于许多需要承受全输出电压（4V_dc）的拓扑，这允许使用低额定电压的开关，从而降低成本、开关损耗并提高可靠性；总站立电压（TSV_p.u.）为4.75，也低于许多对比拓扑（如5.75, 7.5等），表明整个器件的电压分配得到改善；此外，所提出的拓扑具有固有的共地（CG）结构，可有效消除漏电流，使其特别适合光伏并网应用，而一些其他拓扑缺乏此功能或依赖后端H桥，从而增加了复杂性和电压应力。电容电压应力也得到良好控制。这些优势使所提出的拓扑在性能、可靠性和适用性方面成为有竞争力的选择。

7. Conclusion

提出了一种用于光伏并网系统的九电平开关电容共地无变压器逆变器配置，具有二次升压功能。该拓扑将光伏负极和电网中性点连接到同一接地，确保完全消除漏电流。它利用12个开关和3个自然自平衡开关电容产生九个输出电平，每个开关承受的电压不超过输出电压的一半。提供了设计细节、工作模式和组件 sizing。性能比较显示，与最近的替代方案相比，总站立电压和开关应力显著降低。仿真和实验验证（包括动态输入和功率因数变化）证明了鲁棒的操作和高效的能量转换。测得的96.8%峰值效率与仿真的98.1%密切吻合，证实了所提出的逆变器适用于紧凑、高性能的光伏集成。

研究结论与意义

该研究成功开发并验证了一种新颖的九电平开关电容四倍升压共地逆变器拓扑（9L-SCQB-CG）。其主要贡献在于综合解决了光伏并网逆变器面临的几个关键问题：高电压增益需求、漏电流安全隐患、开关器件电压应力过大以及系统复杂性。通过巧妙的电路结构设计，该拓扑仅使用单个直流输入源和相对较少的元器件（12开关、3电容、1二极管、1电感）实现了四倍电压升压和九电平输出，同时确保了光伏负极与电网中性点直接共地，从根本上消除了共模电压波动和漏电流问题。

最显著的技术优势在于大幅降低了开关器件的电压应力，其最大阻断电压（MBV）仅为峰值输出电压的一半（2V_dc），总站立电压（TSV）也较低（4.75 p.u.）。这使得可以采用额定电压更低、成本更优、开关性能更好的半导体器件，从而降低系统成本、减小体积、提高效率并增强可靠性。此外，开关电容具有自平衡特性，无需额外的电压传感器或复杂控制算法即可维持电压稳定，简化了系统设计和控制策略。

仿真和实验结果表明，该逆变器在稳态和动态工况下均表现良好，能够有效处理输入电压变化、负载类型变化（阻性、感性）和调制指数调整，并成功实现了与电网的同步运行（单位功率因数、超前和滞后功率因数）。高达96.8%的实验效率证明了其优异的能量转换性能。

综上所述，这项研究为太阳能光伏系统，特别是那些使用低压光伏组件且需要直接并网的应用，提供了一种高效、紧凑、安全且可靠的逆变器解决方案。其创新的拓扑结构和优异的性能指标表明它在推动低成本、高效率可再生能源转换系统发展方面具有重要的工程应用价值和学术参考意义。