《Electronics》：Hardware-Based Reduction of Submodule Capacitor Voltage Ripple in Modular MultiLevel Converters: A Critical Review
Erdogan Dinc,
Halise Kilicoglu,
Alper Emre Ozden,
Hakime Hanife Goren,
Bei Liu,
Paul Weston and
Pietro Tricoli
本文综述了文献中旨在抑制模块化多电平变换器（Modular Multilevel Converter, MMC）子模块（Submodule, SM）电容电压纹波（Capacitor-Voltage Ripple, CVR）的电路拓扑，由于该低频纹波在很大程度上决定了所需的子模块电容值，进而影响变换器的整体体积、成本和可靠性。本综述涵盖的电路拓扑包括：高频（High-Frequency, HF）磁性或开关功率通道、无变压器有源通道或桥接单元与中间单元连接、混合MMC与直流母线管理方案、子模块级有源功率解耦（Active Power Decoupling, APD）与有源电力滤波器（Active Power Filter, APF），以及结构改进方案。物理功率通道拓扑（高频磁性或开关辅助路径）通过将相关的低频纹波功率转移至辅助高频路径来抑制2???电容电压纹波。混合MMC与直流（Direct Current, DC）母线管理仅以适度的硬件增加降低了所需的电容值。子模块级APD和APF单元将纹波功率转移至辅助储能元件。结构和拓扑布置改变了变换器架构本身，从而实现架构简化、被动衰减，并降低了对测量或均衡的需求。随后，从纹波抑制、硬件复杂度、附加元件 Boothroyd 组件、成本和控制复杂度等方面对所评述的拓扑进行了比较，并将所得证据综合为应用驱动的设计权衡与选择指南。此外，直流-直流MMC拓扑在上下文概述中单独讨论。
2 MMC臂中功率纹波的物理起源
在平衡的三相MMC中，当输送近似恒定的直流功率时（忽略损耗），三相瞬时功率之和近似为常数，而各相的瞬时功率包含二次谐波（2???）分量。这些2???振荡在三相总和中相互抵消，但会在各臂和子模块电容器中引起低频能量脉动。对于两电平变换器，该纹波分量反映在子模块的直流母线上，导致低频（2???）波动；波动幅度 strongly depends on负载功率、基波频率、调制比、子模块数量和电容值。低速、高转矩区域尤为关键：随着基波频率降低，2???处的振荡周期增加，电容器必须储存的能量增加；这会放大固定电容下的电压波动。此外，还会产生不期望的二阶谐波环流（Circulating Current, CC）：尽管受臂电抗限制，但会增加铜损和半导体热应力。脉冲宽度调制（Pulse-Width Modulation, PWM）策略如移相载波（Phase-Shifted Carrier, PSC）/同相层叠（Phase-Disposition, PD）PWM及其变体会影响环流频谱和电容电压纹波，但此类基于控制的方法仅重新分配纹波功率，无法消除源项。
3 直流-直流MMC拓扑：上下文概述
该节从硬件角度汇编了与电容电压管理和纹波相关性能具有代表性的直流-MMC拓扑，使用单一概述表格进行总结。在直流-交流（DC-AC）操作中，正弦输出电压和电流及其相关的臂能量交换通常在子模块电容电压中引入突出的二次谐波（2???）分量。在低频和低速下，能量振荡周期的延长使电容器充放电摆动更加显著，导致纹波增加。相比之下，在直流-直流MMC操作中，固定的交流参考和相应的2???主导通常不适用；电容电压行为更多地由平衡和均衡动作、开关模式和拓扑特定的内部能量环流所塑造。因此，直流-MMC研究中的指标（如单元间电压偏差、均衡动态、输出或直流链路纹波）并不总是直接与直流-交流MMC中使用的低频子模块纹波指标可比。
该节综述了几类典型方案：基于高频磁路的隔离方案通过类变压器架构稳定电容电压共享；混合和重构型能量均衡方法通过引入额外工作模式或高压开关元件实现臂间可控能量转移；无变压器直流-直流MMC中，平衡动作可能引入需用大容量无源LC滤波器抑制的纹波分量；无隔离方案则通过子模块或臂级的结构修改或磁抵消机制改善纹波或平衡性能。表2提供了直流-直流MMC硬件方法的比较概述，包括纹波抑制性能、硬件和控制要求等。
4 直流-交流MMC中基于硬件的子模块电容纹波抑制：分类与影响-成本评估
该节将A-E分类应用于直流-交流MMC（电机驱动和电网接口运行），其中主导的低频子模块电容电压纹波主要与基波及其二次谐波分量处的臂能量振荡相关。方法按纹波功率的处理机制和引入的额外硬件路径进行分组。
4.1 A组：物理功率通道（高频磁路）
增加物理功率组件通常能在低速下显著抑制纹波并保持稳定。权衡在于硬件复杂度和成本增加，需要高频变压器和额外的功率桥，以及设计中的电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）感知布局。该方法的变体包括基于双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）或三端口连接、相间高频功率共享通道以及无线高频磁耦合等。
基于高频变压器连接的拓扑通过高频磁耦合在相间或臂间传输低频纹波功率，其原理相同：同一水平的相邻臂子模块通过基于高频变压器的双半桥（Dual Half Bridge, DHB）/DAB中间变换器横向连接，纹波功率在相间瞬时补偿。例如，基于相的DHB-HFT（High-Frequency Transformer, 高频变压器）相间纹波功率再分配通道同时分离差模（Differential-Mode, DM）和共模（Common-Mode, CM）分量；臂链路增强型（Arm-Link Enhanced, ALE）MMC在臂内通过DAB连接上下臂子模块，由于DAB电流仅取决于臂调制，无需子模块电压测量，可实现宽范围零电压开关（Zero-Voltage Switching, ZVS）并减小电容；三端口连接利用三相瞬时功率之和为零的原理在链路内部自然消除??和2???分量。滑动模态输入阻抗整形将剩余低频纹波吸入HFT路径并平衡工作点，实现弱速度依赖的窄子模块电容电压纹波。无线对应方案中，相邻子模块的THB端口通过无线三绕组HFT磁耦合，利用相同磁通抵消原理在HF链路内阻尼低频差模/共模分量，无需大容量低频电容器。
4.2 B组：有源通道（无变压器、中间单元等）
第二组方法旨在通过中间单元重新分配臂功率使共模电压接近零，保留低频率甚至0 Hz下的可用转矩，并显著降低轴承电流和EMI风险。该组需额外半导体元件、保护和高级控制协调。
B组方法通过无变压器有源桥在臂间和相间重新分配低频功率波动（??和2???频率），降低子模块电容电压纹波。交叉/中点/星形配置中，通过有源桥接上下臂或相中点是基础。有源交叉连接MMC通过由串联半桥（Half-Bridge, HB）子模块组成的有源交叉臂中循环高频方波电流，消除相内上下臂功率不平衡。星型通道MMC（Star-Channel MMC, StCh-MMC）通过星型通道支路实现相间功率共享，无需共模电压注入。中间单元方法建立上下臂和交流端子之间的额外功率交换路径；其改进结构专门通过负载连接的中间电路降低2???分量。有源交叉连接和星型通道概念明确针对共模电压和轴承电流/EMI风险的架构优势。子模块级双向开关通道交替将子模块电容器连接到两个支路之一，利用反相信号的支路电流半周期分配到同一电容器，降低基频纹波；反转PWM通道配合钳位电容器直接阻尼通道中反相电容纹波，报告约78%纹波降低和总电容需求降至约12%。
4.3 C组：混合MMC（直流母线串联开关、HB+FB和直流链路管理）
C组旨在通过混合MMC拓扑中的额外开关状态或混合子模块类型重塑子模块能量分布，减少电容电压纹波；部分变体还可降低共模电压。这些方案可在不大幅增加硬件的情况下实现显著电容电压纹波降低。
直流链路电压整形方法通过降低臂电压的直流分量，减弱低速运行时的主导臂能量振荡。系列开关置于直流源与MMC之间，高频通断操作降低变换器"看到"的平均直流电平；或故意降低子模块平均电容电压，提高相同绝对纹波下的相对容差耐受。混合和重构方案结合横向高频耦合，同时降低平均臂电压和通过HFT/HFL互连分流波动电流。臂互换方法将直流母线转换为特定互换频率的方波，利用后部全桥子模块MMC的负、零、正状态进行臂间能量交换，保持至0 Hz的电容电压纹波平衡。
利用混合相臂架构和负电压能力重塑能量轮廓的方法中，HB子模块与FB子模块的混合配合三次谐波电压注入提高调制比，通过二次谐波环流注入抑制2???处功率纹波，总电容降至无混合相臂时约50%。选定FB子模块的电压状态及选择和排序算法限制子模块能量振荡。过调制条件下电容电压纹波-调制比关系被解析推导并提供最优调制比。非对称混合相leg采用FB波形整形单元（Wave-Shaping Cell, WSC）+方向开关与HB-WSC组合，通过方向开关的半周期分时和WSC的支路电压波形整形重新分配支路功率低频分量，降低子模块能量振荡峰峰值，保持直流故障阻断能力。AC侧FB子模块方法通过高频功率注入调整臂功率频谱，不扭曲输出波形，降低电容电压纹波和共模电压。
存储/电力电子变压器（Power Electronic Transformer, PET）集成方法中，MMC集成复合储能（Integrated Composite Energy Storage, ICES）概念将电池和超级电容器通过DC-DC变换器集成到不同相臂，在低速高转矩条件下抑制低频子模块电容电压纹波，并通过专用直流链路电压控制环路调节中压直流母线，减轻脉冲负载对综合电力系统的影响。集成MMC-潮流控制器方法针对非对称储能牵引系统，电池和超级电容器非对称连接于上下臂，通过分层控制和环流抑制控制实现功率因数和电压不平衡部分补偿，降低支路电流和电容电压纹波。中点"改进型MMC"结构中，三次谐波电压注入选择性/谐波电流注入组合为臂功率提供独立自由度，消除主导基波分量从而降低子模块电容电压纹波；中点单元主动补偿三次谐波电压注入可能产生的共模电压。
4.4 D组：子模块级APD和相级APF方法
D组方法通过添加子模块级有源功率解耦或相级有源电力滤波器，从主能量路径中去除??和2???处低频功率谐波，并将其缓冲在有源功率解耦电容器或外部储能元件中。这些阶段可采用分布式或半分布式架构实现。
子模块内嵌附加变换器的方案中，子模块呈集成APD-SM形式，与全桥子模块共享两个开关；APD在FB-SM的零电压开关区间内以buck和boost模式运行，将功率转移至辅助电容器从而降低电容电压纹波。基于分裂电容子模块（Split-Capacitor SM, SC-SM）的方案中，同一子模块内的基波和二次谐波分量相互抵消，实现88%的低频纹波降低。逐子模块buck变换器方案无需添加反相支路即可将纹波功率导向子模块级辅助电容器，显著降低电容电压纹波，代价是每子模块额外开关和电感及单元控制复杂度。
相级APF方案中，每相添加buck-APF臂在低频率纹波电容器中收集低频纹波功率。双高频控制自由度的APF-MMC方案将相关功率分量移位至更高频率区域，负载电流保留在主变换器功率路径中，APF臂为低频纹波功率提供单独电流路径。共享单中子模块+串联buck型APF方案利用额外缓冲电容器处理2???纹波功率分量，APF臂注入补偿电流将该分量导入缓冲电容器而非主子模块电容器。在每相选定上下臂节点间插入buck-APF的方案中，报告子模块纹波约50%和平均子模块电流约88%的降低。
4.5 E组：结构/拓扑变化（子模块/臂架构；MMC衍生拓扑）
E组涵盖通过子模块和臂级拓扑修改被动降低??和2???处低频功率振荡的方法。通过重新配置变换器内部能量共享路径，使纹波功率分散到更多电容器上，从而平滑子模块电压并降低每子模块所需电容。
并联C和三电平子模块配置通过在中间电平并联子模块电容器降低低频开关频率下的电容电压纹波。二极管钳位HB-MMC组中，钳位二极管和RC阻尼网络及跨相辅助网络产生固有的自平衡，简化传感和通信需求。M-MMC引入中子模块辅助耦合上下子模块电容器，创建内部均衡路径降低基波和2???分量，节省每相一个子模块。双MMC（开绕组）中，两MMC支腿反相调制且相邻臂共享子模块电容器，子模块电容器数量减半而子模块数量不变，保持低和零频率下的高转矩。单子臂MMC将上下臂合并为单臂，所有电容器通过四端子子模块持续参与；相同电压等级和纹波目标下，每子模块电容约52%、总电容约26%。3×3-MMSC中，各相作为电气独立的单相子模块串运行，消除不期望的环流和 bulky arm inductors（臂电抗器）需求，改善低频区域的电容电压纹波。
自能量均衡方案中，钳位IGBT和限流电感组成的均衡支路添加于各leg上下臂之间；通过适当开关序列，从0 Hz至额定频率周期性均衡臂能量，无需隔离变压器。低频-高频双模态方案中，低频模式仅每臂顶部和底部子模块保持激活，其余旁路；串联直流链路开关断开，串联二极管支持的低压辅助电源支撑启动，实现高起动转矩和极低电容电压纹波而不注入环流和共模电压；频率升高后设计过渡至高频模式。
5 设计权衡与选择指南
5.1 低速或近零频率运行
低速运行是中压电机驱动相对于固定基频电网连接变换器的特殊要求。随着输出频率降低，主导低频臂能量振荡分布在更长的时间间隔上；固定电容和功率需求下，子模块电容器必须缓冲的能量增加，电容电压纹波更加显著。
文献中三个指示性解决方向：A组引入专用物理通道（常为隔离HF链路）将纹波功率路由到远离主能量存储路径的路径，直接管理低速纹波能量；D组采用子模块级APD和相级APF使低频纹波功率缓冲在辅助储能元件而非完全被子模块电容吸收；E组拓扑修改通过分裂电容器布置或固有天衡行为降低有效低频电压波动。这些益处的权衡在于：HF链路通道可能引入额外EMI考虑、绝缘和热设计需求以及新增HF开关节点和磁性组件引起的不可忽略辅助损耗；APD/APF缓冲可有效降低低频电容电压纹波，但增加辅助功率处理阶段和储能元件，影响组件数量、控制接口和效率；结构/拓扑解决方案从集成角度有吸引力，但其效果对平台布线约束、均衡策略和实际实现限制敏感。
5.2 子模块数量的可扩展性
实际MMC平台中每臂子模块数量可能很高，使可扩展性成为主要设计标准。关键区别在于概念是否引入每子模块额外组件（约随N缩放）或功能可在更集中层级（每臂或每相）实现。
在此标准下，C组方案在使用额外自由度重塑内部能量交换而有限复制硬件时，对高N平台通常具有吸引力；B组概念在附加单元/通道在臂级而非子模块内复制时可展现有利可扩展性；D组可扩展性取决于实现方式：臂级APF避免每子模块复制而有利扩展，子模块内部APD通常需复制硬件；A组概念的可扩展性高度依赖具体情况，除非HF链路功能在共享臂/相级别而非每子模块复制实现。E组结构解决方案通常不是"高可扩展性"标准的主要候选，因所需架构修改通常跨所有子模块复制，但特定修改MMC示例可视为E组内更可扩展，因其主要通过臂级重配置有限专门元件实现纹波抑制效果。
5.3 EMI/CMV影响
基于硬件的电容电压纹波降低干预不仅影响纹波幅度，还影响损耗分布和电磁行为（EMI/CMV），因其改变功率流承载元件。中压电机驱动中，共模电压、dv/dt诱导寄生参数和轴承电流与环流分量及任何添加的辅助功率路径交互，成为效率和可靠性的决定因素。
各组呈现不同风险-收益特征：A组HF链路通道方案将低频纹波功率转移到辅助HF路径，但HF变压器和额外功率级引入新HF开关节点，可增加开关和磁性（铁芯/铜）损耗，施加EMI敏感布局和滤波要求；D组子模块集成APD或相级有源功率处理可改善效率，但附加开关损耗和集成复杂度需并行评估。当EMI/CMV和轴承电流风险为主要关切时，B组核心动机是通过重塑功率路径降低共模电压，星型通道和有源交叉耦合结构明确针对此方向的架构优势，限制或抑制共模电压产生的改进MMC方案强化相同选择逻辑。C组混合和直流母线/运行方案可通过开关状态分配和工站点塑造影响共模行为。
5.4 可维护性、模块化和容错性
硬件干预不仅评估纹波性能，还涉及现场维护流程、备件策略、诊断和降额运行目标。实际区分在于增加"每子模块额外硬件"与"简化或重组架构"之间。子模块集成APD等方案可管理电气应力，但每子模块添加的开关、驱动和测量需求可能引入维护复杂性和故障可靠性统计的新层次；HF链路通道或额外功率处理路径可提供强电容电压纹波抑制，但新增磁性组件和辅助阶段可能需要更全面的平台集成和服务物流方法。某些拓扑布置（如允许有效电容能量并联或表现固有并联天衡行为的子模块实现）可减少测量和均衡负担，缓解维护和通信复杂度；但偏离标准子模块外形的程度可能最终影响应用可行性。
从容错角度，关键问题是电容电压纹波降低机制如何与现有MMC保护和重启逻辑集成。有源桥接/通道结构引入额半导体器件，可能使故障电流轨迹、故障检测和高级协调需求更复杂；混合MMC架构的额外开关状态可能提供电容电压纹波塑造优势，但直流故障行为和保联协调常需更清晰定义。
5.5 成本与工业可行性
基于硬件的电容电压纹波降低方法有潜力降低子模块电容值（从而体积），但同时新开关元件、磁性组件、传感和辅助功率路径可增加物料清单、封装投入和认证负担。成本不仅是部件数量问题，还与N缩放重复增加、隔离/EMC要求、生产和集成时间及现场服务物流相关。
A组HF通道耦合方案可提供强抑制但倾向于增加成本、布局复杂度和认证要求；D组子模块集成APD或APF派生增加每子模块物料清单和集成负担；C组混合MMC派生通常目标以有限额外硬件降低电容需求，成本导向混合臂方案和混合MMC选型研究在文献中特别强调；E组拓扑修改某些情况下声称降低总电容或被动/半被动均衡或"成本-尺寸-重量"改进，但偏离标准子模块外形的程度最终确定应用可行性。实际中，成本和可行性主张强烈依赖平台，应作为初始筛选框架而非最终适合/不适合判断处理。
