评估影响马耳他葡萄园光伏集成可行性的社会技术因素 阿龙·雷克斯豪森（Aron Rexhausen）、 本诺·罗斯坦因（Benno Rothstein） 查尔斯·优素福（Charles Yousif）

《Energies》：Evaluating Sociotechnical Factors Influencing the Feasibility of Vineyard Photovoltaic Integration in Malta Aron Rexhausen, Benno Rothstein and Charles Yousif

　　摘要：单相电流源（SCS）转换器通常需要一个体积较大的电感器来抑制直流电流波动。此外，这些系统必须避免开路状态。有源功率解耦（APD）通过消除双线频率纹波功率而提供了一种有效的解决方案，且不需要体积庞大的电感器。然而，由于额外的器件，它引入了额外的功率损耗。为了解决这个问题，本文提出了一种高效可靠的无桥式功率因数校正（PFC）APD转换器。在转换器中加入了一个二极管来构建新的电流路径。这些新路径减少了半导体器件的数量，从而降低了导通损耗，并为直流电流提供了固有的自由振荡路径，提高了系统的可靠性。通过特定的调制策略，最大化了新路径的利用率，并减少了开关损耗。本文首先描述了所提出转换器的工作模式，然后介绍了一种特定的调制策略，并对功率损耗进行了详细分析。最后，构建了一个360瓦的原型机，实验结果显示效率提高了2.5%。

1. 引言
单相电流源（SCS）PFC转换器由于具有短路保护功能，因此具有很高的可靠性和安全性[1]。它们的应用范围包括光伏（PV）发电系统[2,3]、燃料电池供电系统[4,5]、车对网（V2G）系统[6,7]和发光二极管（LED）照明[8]。对于SCS PFC转换器，交流侧提供的是时变功率（包括双线频率纹波功率），而直流侧通常需要恒定功率。这种交流侧和直流侧之间的功率不匹配会在直流链路中产生双线频率纹波电流，从而导致LED闪烁、光伏发电效率降低、燃料电池寿命缩短以及其他不利影响。为了解决这个问题，被动方法采用了一个体积较大的电感器，这种电感器只能粗略地抑制纹波电流，无法实现更精确的主动过滤。这种方法导致功率密度低且动态响应慢。为了克服这些限制，人们提出了各种有源功率解耦（APD）拓扑结构[9]。这些拓扑结构将双线频率纹波功率引导到一个额外的解耦单元，从而显著减少了直流链路电感器的需求。然而，解耦单元引入了额外的开关和能量存储元件，导致了额外的功率损耗。根据[10]中的标准化比较结果，解耦单元带来的效率损失约为3%。

鉴于这种效率损失，有几种方法可以提高效率。一种替代方法涉及优化解耦电容器的电压以减少导通损耗[11,12]。在[11]中，解耦电容器的平均电压随转换器功率的变化而快速变化。在[12]中，提出了一种自适应电压方案以保持解耦电容器的电压值恒定。虽然调整解耦电压可以提高效率，但也增加了控制器设计的复杂性。另一方面，软开关技术（如零电流开关（ZCS）[13,14]和零电压开关（ZVS）[15,16]也可以减少开关损耗。在[13]中，当谐振电流达到零时，解耦单元中的开关状态会发生改变。在[14]中，在PFC阶段和解耦单元之间添加了一个二极管和一个谐振电感器，使得所有开关都能实现ZVS或ZCS。在[15]中，通过增加电感器的电流纹波来完全放电结电容，从而实现ZVS。然而，这种方法需要可变的开关频率控制，这使得控制器和滤波器的设计变得复杂。在[16]中，提出了一种主动滤波控制器，它将电感器电流 shaping 成三角形波形，使开关能够在电感器电流的峰值和谷值处实现ZVS。尽管软开关方法有效地减少了开关损耗，但它们需要设计辅助电路和控制策略。

减少需要处理的纹波功率也有助于提高效率。在[17]中提出了一种新型的并联集成降压-升压和升压转换器拓扑结构。降压-升压转换器向直流侧提供恒定功率，同时确保功率因数为1。因此，升压转换器作为解耦路径，专门处理纹波功率。在[18]中，使用三端口结构将交流侧的功率分配到不同的路径中。解耦路径处理了1/π的纹波功率。然而，这些方法需要将额外的转换器集成到原始配置中，导致硬件复杂性增加和控制系统成本上升。本文受到无桥式结构的启发，构建了使用更少半导体器件的新路径，从而减少了导通损耗。在[19]中提出的转换器经过优化，形成了新的转换器。文章介绍了无桥式结构，并且只添加了一个二极管来构建新的路径，如图1所示。采用了一种特定的调制策略来最大化新路径的利用率，从而有效消除了双线频率纹波电流。导通损耗和开关损耗都得到了降低，与[19]中使用的无桥式结构相比，效率提高了2.5%。此外，还为直流电流提供了固有的自由振荡路径，减少了瞬时开路的风险，提高了系统的可靠性。

2. 拓扑分析
2.1. 拓扑推导
[19]中提出的全桥APD拓扑结构如图1a所示。使用不对称H桥电路（AHC）来消除双线频率纹波电流。为了减少导通损耗，采用了无桥式结构，如图1b所示。此外，在负载和开关S4之间连接了一个二极管D5。这种修改为直流电流idc提供了新的自由振荡路径，并为解耦电容器Cd提供了新的充电路径。因此，电流路径中的半导体器件数量显著减少。此外，idc提供了一个固有路径，使得所有开关可以同时关闭，从而避免了开路状态，提高了系统的可靠性。
2.2. 开关状态
无桥式PFC拓扑集成了高频开关S1和S2，以及线频二极管D1和D2。由于工作特性是对称的，这里只讨论正半周期。当不同桥臂上的上下半导体器件导通时（如图2a所示），urec > 0，实现了交流侧和直流侧之间的功率传输。交流侧向负载供电并给Ldc充电。相反，当同一桥臂上的上下半导体器件导通时（如图2b所示），urec变为零，从而隔离了交流侧和直流侧。idc的原始自由振荡路径中有五个半导体器件。值得注意的是，引入D5后，自由振荡路径中的半导体器件数量减少到了两个，如图2c所示。这种修改使idc可以通过D5自由振荡，而不是通过桥臂，大大减少了导通损耗。

3. 稳态分析
电网电压ug和电流ig表示为（1）（2），其中Vm和Im分别是电网电压和电流的幅值，ω是角频率。然后，电网的瞬时功率pac可以表示为（3）。显然，pac由恒定功率和双线频率纹波功率组成。忽略系统功率损耗，输出功率po等于（4）。由于（5）的成分，idc中会产生双线频率波动。假设纹波功率（6）完全被解耦电容器吸收，则可以根据功率平衡原理得到（7）中的方程。然后，可以推导出解耦电容器电压ud（6）。电容器电流id可以表示为（7）。当pac大于po时，id变为正，导致Cd充电并吸收交流侧的多余纹波功率。相反，当pac小于po时，id变为负，导致Cd放电并补偿直流侧的不足功率。

4. 建模和控制
4.1. 建模
所提出拓扑的平均模型表示如下：（8）（9）（10）（11），其中irec = drid = ddidc。dr和dd定义如下：（12），di（i = 1, 2, 3, 4）是开关Si的占空比。此外，必须确保dr和dd满足?1 ≤ dd, dr ≤ 1的条件。所提出拓扑的等效电路如图4所示。
4.2. 控制器设计
采用[20]中提出的闭环控制方法来实现良好的控制性能。APD单元用于调节直流电流idc。无桥式整流器用于合成电网电流ig并保持（8）恒定。因此，dd用于控制APD单元以消除纹波功率，而dr用于调节输入电流以实现PFC。
- 直流电流控制：通过调节解耦电容器电压ud的波动来维持直流电流idc恒定。idc的微分方程可以表示为（13）。idc的参考值和检测值之间的误差表示为ei；它被输入到比例控制器中，从而可以得到（14）中的dd。其中k > 0.2。假设idc已经得到控制，ud的微分方程可以表示为（15）。然后，将（15）两边同时乘以ud，并将（11）代入（15）得到（16）。忽略输入滤波器的影响，uc可以近似为ug。接着，方程（16）可以重写为（17）。应用周期性平均方法到（17）上。由于周期性扰动的平均值为零，平均后的方程可以重写为（18），其中可以通过移动平均滤波器（MAF）在检测后得到。的误差表示为ev。它被发送到一个比例-积分控制器中。通过添加一个前馈值，可以构建电网电流参考Im*，表示为（19），其中kp > 0，ki > 0.3。

为了实现PFC，ug的相位通过锁相环（PLL）获得。因此，电网电流参考ig*可以设计为（20）。根据功率平衡原理，在ig和idc分别被控制到其参考值后，双线频率纹波功率自然会被APD单元吸收。整个控制图如图5所示。

4.3. 调制策略
为了减少电流纹波，使用了对称调制。如第2节所述，D5在模式1b和3b下导通。有必要最大化D5的导通时间以减少导通损耗。在模式1b中，应最大化idc自由流动和Cd充电过程之间的重叠区域，这由|dd|和1 ? |dr|之间的关系决定。在模式3b中，应最大化idc自由流动和解耦单元自由流动之间的重叠区域，这由1 ? |dd|和1 ? |dr|之间的关系描述。
以正半电网周期为例，可以分为四种情况：
情况1：dd > 0且dd > 1 ? dr
如图6a所示，在这种情况下，直流电流自由流动间隔（1 ? dr）Ts不足以让APD单元完成多余纹波功率的吸收。开关序列分为两个间隔：
图6. 调制策略：(a) 情况1（dd > 0, dd > 1 ? dr）；(b) 情况2（dd > 0, dd < 1 ? dr）；(c) 情况3（dd < 0, dr < |dd|）；(d) 情况4（dd < 0, dr > |dd|）。
间隔1：持续时间 = (1 ? dr)Ts
PFC桥臂处于自由流动状态，直流电流idc通过D5和D4形成的低损耗路径自由流动。同时，解耦电容Cd通过此路径充电（对应于模式1b），吸收部分纹波功率。
间隔2：持续时间 = (dd + dr ? 1)Ts
为了完全吸收剩余的纹波功率，Cd继续通过D3和D4形成的原始路径充电（对应于模式1a），持续剩余时间。

情况2：dd > 0且dd < 1 ? dr
如图6b所示，在这种情况下，直流电流自由流动间隔（1 ? dr）Ts足以让APD单元完成多余纹波功率的吸收。开关序列分为两个间隔：
间隔1：持续时间 = ddT
idc通过D5和D4自由流动，Cd通过此低损耗路径充电（模式1b），在此间隔内完成纹波功率的完全吸收。
间隔2：持续时间 = (1 ? dr ? dd)Ts
APD单元进入自由流动状态，idc继续通过D5和S4形成的低损耗路径自由流动（模式3b），持续剩余时间，以最大化低损耗路径的利用率。

情况3：dd < 0且dr < ∣dd|
如图6c所示，在这种情况下，APD单元处于放电模式，直流电感器充电间隔drTs不足以让APD单元完成功率补偿。开关序列分为两个间隔：
间隔1：持续时间 = drTs
PFC桥臂处于能量传输状态，直流电感器Ldc充电，Cd通过S3和S4放电（对应于模式2），补充不足的功率。
间隔2：持续时间 = (∣dd∣ ? dr)Ts
为了完全补偿剩余的功率，S2被开启，Cd继续通过桥臂放电，持续剩余时间。

5. 功率损失分析与比较
所提出拓扑结构中的功率损失主要包括开关损耗和电感器损耗。根据半导体器件的数据手册和[21]中的损耗计算方法，可以估算开关的功率损失。假设所有组件都是理想的，并且idc在每个开关周期内保持恒定。在360 W的功率下进行理论计算。选择的开关为S1–S4：IGW30N60T，D1–D5：RHRP1560。

5.1. 导通损耗
比较了有无D5时所提出拓扑结构的导通损耗，重点关注D5和桥臂，明显显示出导通损耗的减少。无D5的所提出拓扑结构在结构和操作模式上表现出对称性。考虑到电网周期为0.02秒，所有器件都导通0.01秒。因此，四个IGBT的导通损耗相同，六个二极管的导通损耗也相同。以开关S1和二极管D1为例，它们的导通损耗可以分别表示为（21）和（22），其中VCE和rCE是IGBT的正向电压降和动态电阻，VF和rF是二极管的正向电压降和动态电阻，d1表示S1/D1的占空比。然后，桥臂的导通损耗计算为（23）。这里的所有变量都用国际单位制（SI）表示，下面也是如此。
在模式1b和3b中，电流通过D5而不是桥臂。根据第4节描述的特定调制方式，D5得到了充分利用。所有半导体器件的占空比列在表1中。
表1. 功率器件的占空比
所提出拓扑结构中桥臂的导通损耗计算为（24）。D3和D4的导通时间减少等于D5的增加时间，因此解耦单元的导通损耗保持不变。所提出拓扑结构的导通损耗减少了（25）。360 W时半导体器件的导通损耗如图7所示。尽管引入D5导致导通损耗增加了3.59 W，但解耦单元的总体导通损耗保持不变。桥臂的导通损耗减少了10.02 W，这对应于所提出拓扑结构所带来的减少。相比之下，所提出拓扑结构的导通损耗减少了29.1%。

5.2. 开关损耗
第4节中描述的具体调制策略引入了新的开关状态。分析了无桥式PFC和APD单元的开关损耗变化。D1和D2的开关频率与电网周期同步，而S4每个开关周期改变一次状态，无论是否包含D5。因此，考虑了S1、S2、S3、S4以及二极管D3、D4、D5的开关行为，以及S1和S2的串联二极管。以正半电网周期为例，调制分布如图8所示。
图8. 正半周期内的调制分布
以开关S1和二极管D1为例，它们的开关损耗分别表示为（26）和（27），其中ESWR表示IGBT在电压VR和电流IR下导通时的开关损耗，QRR和Vrp分别是二极管的反向恢复电荷和正向电压降。
首先，分析了无桥式电路的开关损耗。在图6的情况1、2和4中，直流电流idc通过D5自由流动。然后，S2及其串联二极管的开关损耗减少，如下所示：（28）。然而，在情况3中，S2（及其串联二极管）的状态转换了两次。结果，引入了额外的开关损耗：（29）。随后，分析了APD单元的开关损耗，并在图3中展示。当APD单元吸收纹波功率时，无D5时，APD单元在模式1a和3a下工作。在这种情况下，D3在整个开关周期内保持导通状态，不会产生开关损耗。当引入D5时，APD单元在模式1a、1b和3a或模式1b、3a和3b之间切换。因此，D3和D5的状态变化导致它们吸收纹波功率时的开关损耗增加：（30）。在APD单元补偿纹波功率的过程中，无D5时，APD单元在模式2和3a下工作。D3每个开关周期状态变化一次。当实施D5时，在情况3中D3的状态保持不变，而在情况4中它经历了两次状态变化。因此，D3和D5用于补偿纹波功率的开关损耗增加如下：（31）。然后，计算了线频率周期内开关损耗的变化：（32）。图9显示了不同输出功率水平下开关损耗的减少。D5有效降低了桥臂中IGBT的开关损耗。在360 W时，所提出拓扑结构的开关损耗减少了19%。特定的调制策略不仅确保电流选择半导体器件最少的路径，还最小化了IGBT的状态切换次数。

图9. 有无D5时所提出拓扑结构的开关损耗在不同输出功率下的比较
图10显示了有无D5时所提出拓扑结构的效率比较。在360 W时，功率损耗减少了28%，效率提高了2.5%。这表明仅由二极管D5形成的新路径有效提高了效率，而不会增加控制策略的复杂性。此外，这种方法比软开关和减少处理纹波功率等方法更简单。

6. 实验结果
为了验证所提出拓扑结构的可行性，构建了一个实验装置，如图11所示。所提出电路的参数列在表2中。图11. 实验原型。表2. 原型参数。图12展示了稳态条件下的实验结果。从上到下排列的波形分别代表电网电压/电流（ug/ig）、解耦电容电压ud和直流电流idc。电网电流ig呈现正弦波形，总谐波失真为2.6%。此外，idc被有效调节到5 A，纹波电流小于标称值的5%。而且，PF保持在0.995的高值。因此，所提出的拓扑结构有效地消除了双线频率纹波功率并实现了PFC。
图12. 稳态实验波形
图13展示了所提出拓扑结构的动态实验波形。在图13a中，解耦电路最初处于非激活状态，导致直流侧电流idc显示出显著的双线频率纹波。一旦解耦电路被激活，这种纹波被有效抑制，产生更平滑的直流电流波形。在图13b中，参考电流idc*从4 A变化到6 A，直流电流迅速跟踪新的参考值。这种转换伴随着电网电流的相应增加。这些结果展示了系统的快速动态响应能力。图13显示了瞬态状态下的实验波形：(a) 当解耦单元被激活时的瞬态波形；(b) 直流电流参考值idc*从4突然增加到6安培。图14展示了在160–360瓦条件下改进型SCSPFC解耦变换器的功耗和效率。可以看出，在360瓦工作条件下，系统损耗减少了10.7瓦，效率提高了2.5%。引入D5后，变换器的效率提高了2%到5%，理论计算值与实验结果之间的误差在1%以内，这证明了理论计算与实际情况一致。图14还展示了在160–360瓦条件下改进型SCSPFC解耦变换器的损耗和效率。

7. 讨论
与主流的APD变换器效率提升方案（如软开关技术和复杂的多单元拓扑结构）相比，所提出的拓扑结构通过一个极其简单的修改实现了显著的效率提升：仅添加一个二极管（D5）来优化电流路径。该方案保留了原有的控制框架，没有任何额外的有源组件，使得在额定功率下的整体效率提高了2.5%，这与复杂的软开关方案相当，但硬件成本和控制复杂性要低得多。同时，添加的二极管提供了自然的自由续流路径，消除了瞬时开路故障的可能性，提高了系统的可靠性。理论分析和实验结果充分验证了该方案的有效性：稳态测试确认功率因数为0.995，电网电流总谐波失真为2.6%，满足严格的电网连接标准，直流侧电流纹波抑制在额定值的5%以下。效率提升与理论计算结果之间的误差在1%的范围内，证明了损耗分析模型的正确性。

目前的研究有两个主要局限性：实验验证基于一个360瓦的低功率原型，其在中等/高功率场景中的适用性需要进一步研究；此外，在高频应用中，新增二极管的反向恢复损耗可能会变得显著，需要进一步优化。未来的研究将致力于将路径优化的想法扩展到其他APD拓扑结构。

8. 结论
本文提出了一种高效可靠的无桥式PFC变换器，适用于单相电流源系统，解决了现有APD解决方案存在的效率损失和开路风险问题。通过简单地添加二极管D5，重构了自由续流路径，减少了导通损耗并提高了系统可靠性，同时没有削弱原有的纹波抑制能力。在360瓦原型上的实验结果证实了其出色的性能：功率因数为0.995，电网电流总谐波失真为2.6%，直流电流纹波抑制在5%以下。与原始拓扑结构相比，所提出的方案将总损耗降低了23.6%，在额定功率下的效率提高了2.5%。这项工作表明，通过最少的硬件修改可以实现显著的效率提升，避免了传统优化方法的复杂性，并且在APD变换器系统中具有广泛的应用潜力。