高灵敏度3.2 THz探测器设计及28纳米CMOS技术中的TCAD仿真 李文龙、 张欣、 王永强、 闫宁宁、 侯月峰、 马凯雪

《Electronics》：High-Responsivity 3.2 THz Detector Design and TCAD Modeling in 28 nm CMOS Technology Wenlong Li, Xin Zhang, Yongqiang Wang, Ningning Yan, Yuefeng Hou and Kaixue Ma

　　摘要：基于CMOS技术的太赫兹（THz）探测器因其在构建紧凑、低功耗和可扩展的THz传感及成像系统方面的潜力而受到广泛关注。本文提出了一种采用标准28纳米CMOS工艺制造的3.2 THz等离子体波探测器，该探测器具有集成芯片天线和NMOS晶体管设计。建立了一个响应模型，其中从校准后的TCAD模型中提取的3.2 THz下的NMOS输入阻抗被纳入以评估探测器性能。在2 kHz的调制频率下，获得了最高的Rv（830.1 V/W）和最低的NEP（63.1 pW/Hz1/2）。预测结果与实验测量结果高度一致，证实了TCAD辅助响应建模方法的有效性。此外，如隐蔽物体检测和高分辨率生物样本成像等演示实验进一步证明了这种CMOS探测器在紧凑型THz传感和成像系统中的实际价值。

1. 引言
太赫兹（THz）波位于电磁频谱的红外和微波区域之间，通常覆盖大约0.1–10 THz的频率范围。近年来，随着THz波生成和检测技术的迅速发展，这一频谱区域变得越来越重要[1,2,3,4,5]。这主要归因于其独特的优势：低光子能量、非电离特性、能够穿透常见封装材料以及在分子振动和转动跃迁时有显著的吸收特性。基于这些特性，THz技术在生物医学诊断[6]、材料表征[7]、安全筛查[8]和高速无线通信[9]等领域展示了广泛的应用前景。除了这些传统应用场景外，THz技术还显示出对需要紧凑、低功耗和高集成度传感硬件的新兴智能系统的潜力。最近的研究表明，嵌入式和主动式人工智能（AI）系统需要实时响应、节能的边缘智能和前端感知[10]。在这种背景下，高度集成的片上传感和无线架构被视为未来智能应用的有前途的硬件平台。因此，集成有片上天线的互补金属氧化物半导体（CMOS）THz探测器吸引了越来越多的关注[11]。
CMOS THz探测器的响应度（Rv）和噪声等效功率（NEP）是两个关键性能指标。近年来，为了改进这两个核心性能指标，研究人员进行了持续的研究并取得了显著进展[12,13,14]。例如，一种集成有片上蝴蝶结天线和不对称探测器结构的設計在0.85 THz下实现了最大的Rv（235 V/W）和最小的NEP（187 pW/Hz1/2）[15]。此外，通过优化65纳米CMOS技术中的源/漏极结面积，在0.3 THz下实现了最大的Rv（540 V/W）和最小的NEP（54 pW/Hz1/2）[16]。然而，这些成就主要集中在亚THz频率范围内。为了追求更高的成像分辨率，研究工作正在扩展到更高频率段，但寄生效应的显著增强给探测器设计和性能建模带来了严峻挑战。2018年报道了一种基于90纳米CMOS工艺的探测器，能够在4.75 THz下工作，其Rv为75 V/W。这项研究通过分布式传输线模型提高了性能预测的准确性[17]。2023年，一种使用55纳米技术的探测器在2.58 THz下实现了最大的Rv（573.5 V/W）和最小的NEP（95.9 pW/Hz1/2）。该设计采用了一个非准静态（NQS）RC梯形模型，考虑了寄生栅源电容和天线阻抗[18]。尽管通过模型和结构优化实现了性能改进，但探测器的关键性能仍受到制造工艺特征尺寸的限制。此外，现有模型通常需要复杂的过程来确定晶体管阻抗，这给准确预测Rv和NEP带来了挑战。
本文介绍了一种在标准28纳米CMOS工艺制造的3.2 THz等离子体波探测器，并开发了一种基于TCAD的响应预测方法用于性能分析。通过将TCAD模型的直流特性与晶圆厂提供的SPICE模型模拟的结果进行拟合来校准TCAD模型。基于此校准模型，提取了3.2 THz下的晶体管输入阻抗并将其纳入探测器响应模型。预测的Rv与实验结果高度一致，验证了所提出的TCAD辅助建模方法的有效性。隐蔽物体检测和高分辨率生物样本成像进一步证明了所开发的探测器在紧凑型THz传感和成像系统中的潜力。

2. 理论分析和TCAD模型
本节详细阐述了所提出的THz探测器的理论基础和建模框架。首先，基于等离子体波理论，阐明了检测机制，解释了金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）通道中的等离子体振荡如何通过整流将THz辐射转换为直流（DC）信号的过程。在建立了物理机制之后，通过构建一个综合考虑天线阻抗、寄生效应和通道NQS特性的等效电路，推导出了一个分析响应模型。最后，为了解决现有的带有集成电路强调的仿真程序（SPICE）模型难以准确描述THz频率下载流子传输动态的挑战，本文开发了一个基于物理机制的TCAD模型。该模型用于精确提取分析响应模型所需的晶体管输入阻抗。

2.1. 等离子体波理论
如图1所示，典型的单像素THz探测器通常通过将贴片天线与MOSFET集成来实现[15,16,17,18,19]。天线有效地接收来自自由空间的入射THz辐射，并将电磁能量耦合到晶体管的源端子。一旦THz波注入晶体管通道，通道内的二维电子气（2DEG）被激发，产生等离子体振荡，其动态可以近似为限制电子流体。在不对称边界条件和器件固有的非线性特性下，传播的等离子体波经历了一个整流过程。这种整流将高频THz激励转换为可测量的直流电压，最终在漏极端产生输出信号。根据Dyakonov-Shur理论[20]，场效应晶体管通道中的2DEG满足流体动力学欧拉方程和连续性方程：
(1)
其中U表示局部栅极到通道的电位，e是载流子在通道中的漂移速度，m表示电子的有效质量，n是通道中的局部电子密度。参数τ对应于电子动量松弛时间，可以表示为τ = μm/e，其中μ是载流子迁移率。THz探测器的操作模式可以根据无量纲参数ωτ（其中ω是角频率）进行分类[21]。当ωτ < 1时，器件处于等离子体共振模式；而ωτ > 1时，器件处于过阻尼的非共振模式。对于基于28纳米CMOS技术的器件，在3.2 THz时，ωτ的值远小于1，而工艺允许的最小栅极长度（30纳米）大于s(τ/ω)1/2（其中s是等离子体波速度）。因此，本研究中设计的THz探测器处于非共振模式，THz波在传播到漏极之前完全衰减。

2.2. 响应模型
THz探测器的等效电路如图2a所示，其中明确包含了天线阻抗Zant、负载电阻RL以及天线和晶体管之间的串联接触电阻RS。由于THz信号的幅度在到达漏极端时显著衰减，其对整流的贡献远小于通道电阻引起的电压分压效应。因此，等离子体振荡实际上被限制在通道的有限部分，该部分定义为Leff。基于这一概念，总长度为L的MOSFET可以分为两个功能区域[22]。第一个区域长度为Leff，支持等离子体诱导的整流并将入射的THz辐射转换为直流电压。其余长度为L ? Leff的区域主要表现为电压控制电阻，不参与整流过程，如图2b所示。

2.3. TCAD模型
之前的研究[23,24,25]采用了考虑天线阻抗、串联接触电阻、寄生电容和有效通道长度的NQS晶体管模型。基于这一综合框架，整个探测器的Rv可以表示为：
(2)
其中ε表示天线辐射效率，ZFET表示对应于Leff的MOSFET输入阻抗，Vgs是栅源电压，Vth是阈值电压。为了进一步阐明天线-晶体管阻抗匹配的作用，引入了一个匹配系数Mc，可以表示为：
(3)
其中Pant是天线传输的THz功率，Pdev是NMOS晶体管接收的THz功率[23]。天线和晶体管之间的阻抗匹配直接影响耦合到源端子的THz信号的幅度，从而影响探测器的响应。因此，Rv可以进一步重写为：
(4)
其中排除了阻抗匹配的贡献，反映了探测器的固有响应能力。

2.4. TCAD模型
前述分析强调了准确模拟探测器Rv从根本上依赖于对输入阻抗ZFET的精确了解。虽然基于传统SPICE模型的交流仿真在较低频率下足够使用，但它们无法准确预测处于等离子体模式的器件的行为，因为这些频率远高于fT和fmax[26]。相比之下，TCAD仿真提供了一种基于物理的方法，能够解决电场分布、载流子传输机制和热效应问题，使其对于高频器件优化不可或缺[27,28,29,30,31]。因此，使用Synopsys Sentaurus构建了一个基于28纳米CMOS工艺的NMOS器件模型，该模型包含了浅沟隔离（STI）结构。模型的几何结构如图3所示。为了建立静态电行为的基线，首先使用从晶圆厂工艺设计套件（PDK）衍生的SPICE模型模拟了ID-VGS传输和ID-VDS输出特性。然后根据这些SPICE基准对TCAD模型进行了校准。首先根据布局尺寸确定了NMOS器件的物理尺寸。接下来，使用ID-VGS传输特性通过调整通道掺杂浓度来校准阈值电压。随后，使用ID-VDS输出特性优化源/漏极掺杂浓度，使得输出电流水平和饱和行为与SPICE结果一致。在这些校准步骤之后，确定了TCAD模型的主要工艺和器件参数，如表1所示。表1总结了28纳米NMOS器件TCAD模型的关键物理参数。通过制造出的晶体管的实验表征进一步验证了模型的准确性。如图4所示，W/L = 100/30纳米器件的TCAD仿真与基于PDK的预测和测量数据表现出良好的一致性，证实了基于物理的模型的可靠性。

图4. NMOS器件的测量和模拟直流特性比较：(a) 传输特性（ID-VGS）；(b) 输出特性（ID-VDS）。用于TCAD小信号交流仿真的外围电路如图5a所示。在提取阻抗期间，栅极端施加了直流电压，衬底接地，并在源极端施加了3.2 THz的小信号交流激励。源侧输入阻抗是通过在不同的栅极偏压条件下，测量交流电压与源端交流电流之间的复数比值得出的。在这个经过验证的框架基础上，构建了一个具有100/60纳米宽长比（W/L）的额外NMOS器件模型，并在图5b中比较了两种NMOS尺寸的提取阻抗。然后，将提取的ZFET阻抗与天线阻抗和辐射效率一起纳入方程（2）中，以计算在不同栅极偏压条件下的探测器响应度。通过将模型预测的响应度与实测结果进行比较，可以进一步验证提取阻抗的有效性。图5. 基于TCAD的NMOS输入阻抗提取：(a) 小信号交流仿真电路。(b) 在3.2 THz下提取的NMOS输入阻抗。3. 天线设计为了解决THz波长与晶体管之间的尺寸不匹配问题，采用了AoC配置。这种设计在实现高效信号耦合的同时，还能引入源到漏的不对称性以进行整流[25]。在本工作中，设计了一个单端贴片天线。利用28纳米CMOS工艺的九层金属堆叠结构，将贴片辐射器安装在顶层金属层（M9）上以提高辐射效率。贴片的面积为19.4 × 23.9 μm2，而底层金属层（M1）面积为72.1 × 72.1 μm2，用作屏蔽 Ground Plane。Ground Plane有效防止了THz能量泄漏到硅衬底中[18]。天线馈线通过堆叠的通孔连接到第二层金属层（M2），从而与NMOS晶体管的源极耦合。天线的三维（3D）几何结构如图6所示。使用High-Frequency Structure Simulator (HFSS) 2025进行了电磁全波仿真，结果如图7所示。该天线在2.9–3.58 THz的宽频带内表现出低于-10 dB的反射系数（S11），并在中心频率3.2 THz时实现了4.4 dBi的峰值增益。图6. 芯片上3.2 THz贴片天线的3D几何结构。图7. 模拟的反射系数与频率的关系。4. 实施与测量芯片尺寸为0.3 × 0.18 mm2，包含两个探测器，并通过导线键合到印刷电路板（PCB）上进行测试。探测器输出信号通过VOUT端口提取，可以使用板载双列直插式（DIP）开关选择单独的探测器单元，如图8所示。图9是制造好的芯片的显微照片，其中标注的结构A和B分别对应100/30 nm和100/60 nm的宽长比。图8. PCB上的探测器照片。图9. THz探测器芯片的显微照片。4.1. THz功率密度测量为了全面评估所提出探测器的性能，建立了一个实验表征装置，如图10所示。图10中的蓝色虚线是后续THz成像装置的一部分。准确计算Rv的一个关键前提是对入射功率进行精确量化。因此，最初使用该装置来表征THz光路焦点的空间能量分布。使用中心频率为3.2 THz的量子级联激光器（QCL）作为辐射源。发射的光束通过两个非轴对称抛物面镜被准直并聚焦到样品表面。QCL安装在一个液氮冷却的低温箱中，并在大约77 K的温度下运行，以确保稳定的辐射输出。脉冲信号发生器提供了一个4.5%占空比的方波调制，以实现THz源的强度调制。设计好的THz探测器的输出通过输入阻抗为10 MΩ的锁相放大器进行信号检测。测量的信号通过数据通信设备（DCE）串行接口实时传输到计算机上进行数据采集和分析。图10. THz性能表征和成像的实验装置。探测器被精确地对准并固定在光学系统的焦平面上。为了获得光束轮廓，使用了一个步进分辨率为20 μm的三轴电动平移台来扫描1 × 1 mm2的区域。图11显示了在不同调制频率下的光束轮廓，右下角的红虚线框对应于每个频率下的单个光束点结果。结果表明，调制频率会影响探测器的响应，导致THz光束强度的变化。在测试的频率中，信号幅度在2 kHz时达到最大值，表明这对当前的测量系统来说是一个有利的响应条件。因此，选择2 kHz作为后续Rv、NEP和成像测量的工作调制频率，以获得更大的探测直流响应信号。图11. 不同调制频率下的光束扫描结果。有效光束点面积定义为强度超过半高全宽（FWHM）的区域，估计的光斑大小约为0.18 mm2。为了进一步量化芯片位置的实际辐照度，使用了一个THz功率计（Ophir 3A-P-THz）代替探测器。测量的平均入射功率为80 μW，如图10所示。输入功率密度表示为：(5) 其中Pin表示功率计测量的平均入射功率，D是脉冲THz源的占空比，Sspot代表THz焦点的有效面积[18]。4.2. Rv和NEP测量Rv是THz探测器的关键性能参数之一，定义为输出直流电压与天线收集的入射功率之比[32]。根据这个定义，Rv可以表示为：(6) 其中Vout是整流后的输出电压。NEP用于量化可检测到的最小THz功率。它定义为产生等于均方根噪声水平的输出功率，对应于信噪比为1[33]。NEP是通过将探测器的电压噪声频谱密度除以其Rv得到的，表示为：(7) 其中Sv是测量的电压噪声频谱密度。在这项工作中，使用Rohde & Schwarz FSW85频谱分析仪（Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG，慕尼黑，德国）在没有THz照明的情况下测量了NEP，如图12所示。对20条轨迹进行了平均处理以减少随机波动。由于探测器在零偏压条件下工作，闪烁噪声被显著抑制，导致热噪声成为主要贡献[24]。在选定的调制频率附近没有观察到明显的1/f噪声分量或电源线干扰峰值。图12. 探测器噪声电压测量装置的照片。在Rv测量期间，探测器位于THz光路的第二个焦点。对于宽长比为100/30 nm的探测器，测得的最大Rv和最小NEP分别为830.1 V/W和63.1 pW/Hz1/2。相比之下，宽长比为100/60 nm的器件的最大Rv为670.9 V/W，最小NEP为77.5 pW/Hz1/2。通过将从TCAD仿真中提取的源侧输入阻抗代入分析Rv模型，得出了各种器件几何形状下Rv和NEP的理论曲线。模型预测的特性与相应的实验测量结果一起绘制在图13中。得益于从TCAD模型中得到的输入阻抗，响应模型预测与实验测试结果保持高度一致。图13. 计算和测量Rv和NEP的比较：(a) 结构A；(b) 结构B。实验结果表明，具有最小物理尺寸的结构A实现了最高的Rv。根据方程（3），结构A和B的计算匹配系数分别约为4.16%和5.69%。尽管结构B的匹配系数略高，但方程（4）给出的结构A和B的固有响应度分别为约24.33 kV/W和14.38 kV/W。这表明结构A的较高Rv主要归因于其更强的固有探测器响应。对于结构B，扩展的通道长度降低了固有响应，因为超过Leff的通道段主要表现为寄生串联电阻，导致额外的电压降并降低了最终的整流输出。关于噪声性能，零偏压操作使得闪烁噪声可以忽略不计，热噪声成为主要因素[24]。至关重要的是，结构A的减小尺寸降低了通道电阻，从而显著最小化了热噪声幅度，导致了最低的NEP。上述实验结果与先前的CMOS THz探测器分析一致，这些分析表明减小FET的物理尺寸可以增强输出响应[32]。然而，当前的比较是基于两个代表性的器件尺寸。不同的器件尺寸会改变晶体的寄生效应和输入阻抗，从而影响最终的探测器Rv。这些几何效应可以使用提出的TCAD辅助模型进行评估，并通过阻抗匹配系数Mc纳入响应分析中。因此，所提出的方法可以扩展到分析更广泛器件尺寸范围内的探测器性能。为了进一步评估所提出探测器的性能水平，表2比较了现有最先进的CMOS THz探测器和在2 THz以上工作的热探测器的性能。表2. CMOS THz探测器的性能比较。如表中数据显示，与[14]中的最近3 THz CMOS探测器和[18]中的2.58 THz CMOS探测器相比，所提出的28 nm CMOS探测器在2 kHz调制频率下实现了最高的测量Rv，为830.1 V/W，代表了在比较的CMOS THz探测器中最高的响应度和最快的调制速度。从建模的角度来看，[14]中使用的NQS模型主要描述了THz探测器的响应趋势，而没有明确考虑寄生效应和THz输入阻抗对响应度的影响。[16]中的传输线分析需要更多的分布参数和相对复杂的计算。相比之下，本工作使用校准的TCAD模型在3.2 THz下提取了NMOS输入阻抗，并通过阻抗匹配将其纳入响应度分析中，为不同尺寸的探测器提供了一种更简洁和可扩展的方法。然而，应该注意的是，表2中列出的探测器是在不同的工作频率和调制条件下测量的，因此比较主要是基于报告的测量结果提供一个一般性参考。CMOS THz探测器正在向大规模阵列实现和宽带操作发展。然而，尽管所提出的28 nm CMOS探测器实现了高响应度，但目前的设计仍然主要针对3.2 THz附近的窄带操作进行了优化，并且仅在单像素级别进行了演示。进一步扩展到阵列级系统可能仍会面临像素均匀性、串扰和读出集成等挑战。4.3. THz成像完整的单点THz传输成像系统如图10所示，其中蓝色虚线部分代表测试样品的成像区域。与THz点扫描装置不同，探测器固定在THz光路的第二个焦点。测试对象位于第一个焦平面上，并通过电动平移台进行移动，从而可以逐点测量传输的THz信号。每个位置的探测器响应反映了THz波通过对象时的空间衰减，使得能够重建传输图像。为了进一步量化成像能力，使用半高全宽（FWHM）方法估计了有效空间分辨率[35,36,37]。如图14a,b所示，x方向和y方向的FWHM值分别约为0.6 mm和0.8 mm，对应的有效水平和垂直分辨率约为0.6 mm和0.8 mm。图14. THz焦点的FWHM分析：(a) x方向；(b) y方向。THz成像在封装检测应用中具有重大潜力。为了展示实用的成像能力，对包裹在快速封装内的叶片进行了实验。测试中使用了两个叶片：一个暴露在外，另一个被包裹在外层包装中。样品是在3.87 × 4.8平方厘米的区域内以0.3毫米的步长进行光栅扫描的。光学照片和相应的太赫兹（THz）透射图像均显示在图15a中。在THz图像中，区域A对应于用于固定叶片的胶带，其轮廓清晰可见。区域B表示未包装的叶片，而区域C表示包装内的叶片。与区域C相比，区域B中的未包装叶片具有更清晰的边缘特征。值得注意的是，即使受到产品包装和快递包裹的多层遮挡，叶片仍然可以被清晰识别。这进一步证明了高Rv探测器在深度穿透THz成像方面的优越性。图15展示了隐藏叶片的THz成像和稳定性分析：(a) 包装内隐藏叶片的光学和THz图像；(b) 锁相输出幅度的稳定性分析。为了进一步评估响应稳定性，对图15a中无遮挡区域D的锁相输出幅度进行了统计分析。区域D包含516个像素。由于该区域未被样品覆盖，因此像素间的变化主要反映了探测器响应和QCL输出功率的综合稳定性。如图15b所示，平均锁相输出幅度为1.429毫伏（mV），标准化标准差为0.448%。近似高斯分布表明测量稳定性良好。THz成像也适用于生物组织成像[38]。因此，选择了蝴蝶标本作为测试对象。成像扫描是在8.25 × 5.7平方厘米的区域内进行的，步长为0.3毫米。光学照片和相应的THz透射图像显示在图16中。在THz图像中，蝴蝶的触角清晰可见，展示了成像系统的高空间分辨率。图16显示了蝴蝶标本的光学照片和THz图像。为了进一步评估实际成像分辨率，观察到的特征尺寸与成像系统的测量横向分辨率进行了比较。蝴蝶触角的实际宽度约为1毫米，而其在THz图像中的可见宽度约为3毫米。相应的边缘宽度扩展约为每侧1毫米，接近测量的横向分辨率约0.6毫米。这种一致性表明，观察到的图像清晰度主要受限于聚焦的THz光斑大小，为实际成像分辨率提供了更客观的评估。

5. 结论

总之，本研究介绍了一种采用标准28纳米CMOS工艺制造的3.2 THz CMOS等离子体探测器，并展示了一种基于TCAD辅助的响应预测方法。建立了一个基于代工厂提供的SPICE模型校准的TCAD模型，以提取3.2 THz下的晶体管输入阻抗。然后将提取的阻抗纳入探测器响应模型中，以预测Rv值，从而避免了在THz频率下进行复杂的分析阻抗推导。在测试的结构中，具有较小晶体管尺寸的探测器实现了最高的Rv（830.1 V/W）和最低的NEP（63.1 pW/Hz1/2）。预测与实测的响应性之间的吻合进一步验证了所提出的TCAD辅助建模方法的有效性。这些结果证实，在不修改工艺的情况下，可以在先进的CMOS节点中实现高灵敏度的THz检测，这有利于低成本和高集成度的实现。此外，零偏置操作对于低功耗THz传感应用非常有益。基于建立的TCAD框架，未来的工作将利用提取的设备阻抗来优化天线几何形状和天线-探测器阻抗匹配，以提升探测器性能并支持未来的多像素和阵列实现。