基于并行马赫-曾德尔调制器（MZMs）的可重构宽带信号信道化接收技术 李培岐、 侯明、 张嘉红、 马迪、 李英娜

《Photonics》：Reconfigurable Broadband Signal Channelized Reception Technology Based on Parallel Mach–Zehnder Modulators (MZMs) Peiqi Li, Ming Hou, Jiahong Zhang, Di Ma and Yingna Li

　　摘要 本文提出了一种基于并行马赫-曾德尔调制器（MZMs）的可重构宽带信号信道化接收技术。在上支路中，未知的宽带信号被调制到频率偏移的光载波的±1阶边带上。在下支路中，使用了N个并行的MZMs，每个MZM生成两个本振（LO）梳状线，这些梳状线与上支路的宽带信号频移混频，产生4N个子信道。通过调节声光频率移频器（AOFS）的频率和LO信号的频率，系统可以在8到40 GHz的工作频率范围内实现可调谐，从而同时调整子信道的带宽、数量和中心频率。仿真实验表明，该技术可以将带宽为12–16 GHz的宽带信号下转换为8个中心频率为0.5 GHz、带宽为0.5 GHz的中频（IF）信号；也可以将带宽为32–40 GHz的宽带信号下转换为8个中心频率为1 GHz、带宽为1 GHz的IF信号。该技术的镜像抑制比（IRR）大于26 dB，通带功率波动小于0.5 dB，无杂散动态范围（SFDR）为95.17 dB·Hz2/3。

1. 引言
在电子战中，电磁波通常用于执行各种军事活动，如通信、导航、定位、侦察和监视[1,2]。在日益复杂的电磁环境中，具有宽带即时覆盖范围的信道化接收器能够同时接收、处理和解调多个信号，并且具有良好的动态范围，可以有效接收宽带射频信号[3]。与传统信道化接收器相比，基于微波光学的信道化接收器可以在光域处理微波信号。它们不仅具有较大的即时带宽和低损耗的优势，还具备强大的并行处理能力和抗电磁干扰的能力[4,5]。
目前，基于梳状光源的信道化接收技术可以分为两类。第一类将待测信号调制到梳状光源上以实现信号多播，然后使用具有与梳状线自由光谱范围（FSR）和间距略有不同的周期性频率响应的光学滤波器，将不同子信道的光信号从多播信号中分离出来，再通过解复用器（De-mux）和光电转换得到窄带射频（RF）信号[6,7,8,9,10,11]。然而，基于单个光频梳（OFC）和周期性滤波器的信道化方案对滤波器有严格要求，需要滤波器具有窄带、平顶并且边缘陡峭的特点，因此设计要求相对较高[12,13]。
第二类方案使用一个OFC作为信号OFC来调制RF信号，另一个OFC作为本振（LO）OFC。它们与来自第一路径的调制光信号一起输入到相干接收器中以产生相干频移频率。通过由光学混合器和光电探测器组成的同相/正交（I/Q）相干解调模块，对调制后的RF信号进行下转换，从而得到窄带子信道[14,15,16,17]。在参考文献[18]中，LO OFC中的两个OFC通过声光频率移频器（AOFS）进行左右频率移动，然后与信号一起进入图像抑制混频器。最终，6 GHz的RF信号被分为带宽为1 GHz的六个子信道，实现了并行接收；然而，该方案的测量范围不可调节，难以满足较大带宽信号的需求。在参考文献[19]中，仅使用N + 1个信号OFC和N个LO OFC来生成4N个子信道。在实验中，使用四线信号OFC和三线LO OFC将2–14 GHz的宽带信号分为12个带宽为1 GHz的子信道。但是，在对不同频率范围的宽带信号进行信道化时，需要重新设计OFC梳齿的数量和间距。在参考文献[20]中，使用AOFS对OFC进行频率移动，以获得OFC光栅线数量三倍的子信道数。在实验中，使用三线OFC通过左右频率移动获得九种不同频率的LO信号，实现了18个子信道的同时接收。在参考文献[21]中，提出了一种基于信号偏振复用的微波光子信道化接收器。使用两个不同频率的LO OFC来解调正交偏振状态的RF信号。实验验证该系统可以同时接收16个带宽为1 GHz的子信道。然而，在参考文献[17,19,21]中，该方案涉及偏振状态调整，容易受到温度变化的影响，导致偏振状态漂移，需要频繁校准。在参考文献[22]中，提出了一种基于OFC和双输出图像抑制混频器的微波光子信道化方案。仿真结果表明，8 GHz瞬时带宽的RF信号可以被信道化为8个带宽为1 GHz的子信道。该方案的测量范围较小，需要进一步扩展宽频带信号的实际控制范围。在参考文献[23]中，提出了一种基于双OFC的宽带微波光子信道化接收器，通过调节f0的频率可以调整频率测量范围。然而，在参考文献[16,20,23]中，该方案不仅需要生成平坦的OFC，且工作频率范围受OFC间距的限制；即使在参考文献[23]中，虽然可以调整测量频率范围，但工作频率范围仍然受OFC间距的限制。参考文献[24]提出了一种基于非均匀OFC的宽带可重构瞬时微波多频测量系统，通过使用锯齿波调制生成2l + 1行的非均匀OFC，可以在0.01–102 GHz的宽频带内测量多频微波信号的频率。尽管该系统具有更宽的测量范围，但它无法测量宽带信号的频率。

与上述系统级方法并行，集成微波光学的最新进展使得紧凑型的信道化接收器成为可能。参考文献[25]介绍了一种用于宽带并行相干接收的集成硅光子多通道光学混合器件，其平均无杂散动态范围（SFDR）达到80.8 dB/Hz2/3，平均镜像抑制比（IRR）为33.26 dB。参考文献[26]提出了一种基于耦合谐振器光波导滤波器阵列的可重构微波光子信道化接收芯片，可实现2.25 GHz至3.12 GHz的动态带宽重构。这些工作代表了向高密度集成和可扩展性发展的前沿趋势，这对于未来微波光子子系统的应用至关重要。与这些集成解决方案相比，我们基于并行MZM的架构提供了更宽的工作频率范围，并且无需复杂的滤波器阵列或高阶光学滤波器即可实现系统重构。

在本文中，提出了一种基于并行MZMs的可重构宽带信号信道化接收技术。在上支路中，光信号输入到AOFS中进行频率偏移?f。偏移后的信号输入到MZM0中进行载波抑制双边带（CS-DSB）调制，将待测宽带信号调制到±1阶边带上。两个边带通过De-mux分离。在下支路中，光信号输入到N个MZMs中，N个不同频率的RF信号被加载到N个MZMs中以实现CS-DSB调制，并与上支路中De-mux分离的±1阶边带调制宽带信号混频，从而接收宽带信号。通过仿真实验验证了该方法的测量范围、可重构性、镜像抑制、信道均衡和动态范围。在8–40 GHz的工作频率范围内，使用的光谱带宽计算为80 GHz，具有相对较高的光谱利用率。

2. 理论分析
该方案的示意图如图1所示。连续激光器发射一个光载波，其光谱如图2a所示。随后，光载波输入到1 × 2光耦合器（OC）中并分成上下两路。在上路中，光载波输入到AOFS中进行频率偏移，如图2b所示。偏移后的光载波输入到MZM0中进行CS-DSB调制，将接收到的宽带信号调制到偏移光载波的±1阶边缘上，如图2c所示。调制后的信号通过掺铒光纤放大器（EDFA0）放大，然后输入到De-mux中分离两个边带。在下路中，光载波首先通过1 × N OC分成N路，然后输入到N个MZMs中。N路的不同频率LO信号分别加载到N个MZMs中，实现LO信号的CS-DSB调制，如图2d–f所示。上路分离出的上下边带宽带信号分别与各分支的LO光梳结合，然后输入到光子I/Q接收器中进行频移转换。光子I/Q接收器由90°光学混合器（OHC）、两个平衡光电探测器（BPD）和90°电学混合器（EHC）组成。经过光子I/Q接收器的光电检测后，输出中频（IF）信号。最后，使用模数转换器（ADC）和数字信号处理器（DSP）进行I/Q幅度和相位不平衡补偿，以及数字域带通滤波，以恢复每个子信道的信号。具体原理分析如下：
图1. 系统示意图。
图2. 系统各点的光谱图：
(a) 光载波的输出光谱。
(b) 光载波通过AOFS后的输出光谱。
(c) 被MZM0调制到光域后的宽带光谱。
(d–f) 不同LO信号调制后的输出光谱。
(g–j) 90° OHC输出的四通道光混合器信号。
(k,l) BPD1和BPD2分别输出的电学光谱。
(m,n) 通过90° EHC输出的两个光信号。
设连续波（CW）激光器输出的光载波为
(1) 在公式（1）中，Ec和fc分别表示光载波的幅度和频率。
随后，光载波输入到1 × 2 OC中分成上下两路。上路的光信号表示为
(2)
上路的光载波信号输入到AOFS中，并进行频率偏移?f，如图2b所示。AOFS的输出信号表示为
(4) 偏移后的信号输入到MZM0中进行调制。设接收到的宽带信号表示为Vx(t) = Vx sin(2πfx t)，其中Vx和fx分别表示宽带信号的幅度和频率。MZM0在最小传输点（MITP）工作，并对接收到的宽带信号进行CS-DSB调制。在小信号调制条件下，MZM0的输出信号表示为
(5) 在公式（5）中，m1 = πVx/Vπ表示MZM0的调制指数。EMZM0,USB(t) = √2/2EcJ1(m1)exp[j2π(fc + ?f + fx)t]，EMZM0,LSB(t) = √2/2EcJ1(m1)exp[j2π(fc + ?f ? fx)t]。输出光谱如图2c所示。
从这可以知道，MZM0的输出是将宽带信号调制到频率偏移光载波的±1阶边带上的结果，然后通过EDFA放大并输入到De-mux中分离两个边带。
下路的光载波首先通过1 × N OC分成N路，每路的信号表示为
(6) 分离后的光载波分别输入到N个MZMs中。N个不同频率的本地 oscillator (LO) 信号分别加载到N个马赫兹干涉仪 (MZM) 上。LO信号的表示为 VN(t) = VLO-N sin(2πfLO-N t)，其中N是一个正整数，VLO-N和fLO-N分别代表第N个LO信号的幅度和频率。如果所有N个MZM都工作在MITP模式下，第N个MZM的输出可以表示为（7）。在方程（7）中，mLO-N = πVLO-N/Vπ代表第N个MZM的调制指数。因此，对于N个不同的LO信号，下路实现了CS-DSB调制。在上支路中，解复用器将调制后的宽带信号分离为上侧带和下侧带。当解复用器分离出的上侧带宽带信号EMZM0,USB(t)与下支路的本地振荡器光梳一起输入到光子I/Q接收器时，从90° OHC输出的四路具有不同相位差（0°、180°、90°和270°）的光混合信号可以表示为（8a）。同样地，当解复用器分离出的下侧带宽带信号EMZM0,LSB(t)与下支路的本地振荡器光梳一起输入到光子I/Q接收器时，从（2N ? 1）光子I/Q接收器输出的四路具有不同相位差（0°、180°、90°和270°）的光混合信号可以表示为（8b）。当上侧带宽带信号EMZM0,USB(t)和LO光梳一起输入到光子I/Q接收器时，从90° OHC输出的四个信号被发送到两个BPD进行光检测，输出I/Q信号可以表示为（9）和（10）。在方程（9）中，?代表BPD的响应度。由于后端需要的I/Q信号是特定频率的中频信号，因此有用的输出I/Q信号分别为（11）和（12）。当光子I/Q接收器中有镜像信号fj时，?f ? fj + fLO-N = ?fLO-N ? ?f + fx。由于MZM0输出的上侧带宽带信号和MZM-N输出的第+1侧带信号在结合后会发生拍频，从而产生一个有效信号，因此在方程（13）中没有描述MZM0输出的下侧带宽带信号。因此，输入信号可以表示为（13）。经过BPD1和BPD2的光电转换后，我们可以得到（14）和（15）。方程（14）和（15）表明拍频将镜像信号和未知信号下转换到相同的中频带，从而导致混叠，如图2k,l所示。为了防止重叠，两个信号被输入到90° EHC中，其中一个信号（I或Q）在混合前旋转90°；EHC的两个子通道的输出信号可以表示为（16）和（17）。从方程（16）和（17）可以看出，解调制后，目标信号和镜像信号可以被分离，从而实现镜像抑制的目的。根据在光子I/Q接收器输出的第N个子通道中检测到的拍频信号fbeat = fLO-N ? ?f ? fx = ?f + fj ? fLO-N，可以测量出待测信号的频率（18a）和（18b）。在公式中，N是一个整数，对应于第N个LO信号。对于正整数N，需要取从1到N的所有整数。此外，4N ? 3和4N – 1分别对应于第2N个接收器的上端口和下端口。基于相同的推理，当下侧带宽带信号EMZM0,LSB(t)和LO光梳一起输入到光子I/Q接收器时，可以表示出90° EHC的两个子通道的输出信号（19）和（20）。根据在光子I/Q接收器输出的第N个子通道中检测到的拍频信号fbeat = ?fLO-N ? ?f + fx = ?f ? fj + fLO-N，可以确定待测信号的频率（21a）和（21b）。在方程（21）中，4N和4N ? 2对应于第（2N ? 1）个接收器的上端口和下端口。3. 仿真实验 3.1. 原理仿真根据图1所示的系统原理框图，使用VPI进行了仿真实验来分析该系统的性能。在仿真实验中，由于VPI中没有自动频率移相器（AOFS），根据其功能，使用频率移位模块来替代AOFS进行频率移位Δf。在仿真中，使用两个LO信号来验证所提出的信道化接收方案的性能。激光器相对强度噪声（RIN）设置为?130 dB/Hz，因为这个值是一些商用窄线宽激光器的典型RIN规格。关键组件的主要参数如表1所示。表1. 参数设置。如图3所示，光载波频率已成功移位了Δf = 0.25 GHz的距离。这确定了后续子通道的中心频率和带宽。图3. AOFS前后的光载波。在仿真中，符号率设置为1.5 GHz，符号数量设置为2048。系统的工作频段设置为Ku波段的12–16 GHz。宽带信号生成模块将八个中心频率间隔为0.5 GHz、带宽分别为375 MHz的信号连接起来，形成总带宽为4 GHz的16进制正交幅度调制（16QAM）信号，并将其输入到MZM0进行CS-DSB调制。MZM0的输出频谱如图4所示。图4. MZM0输出信号的频谱。在下支路中，光载波通过光学耦合器（OC）分为两个路径，然后分别输入到两个MZM（MZM-1和MZM-2）进行CS-DSB调制。LO信号LO1和LO2的频率fLO-1和fLO-2分别设置为13 GHz和15 GHz，幅度为1 V。然后，两个MZM输出的LO光梳分别如图5a,b所示。图5. （a）LO1和（b）LO2的输出频谱。在上支路中，宽带信号通过放大器（EDFA）放大后输入到1 × 2解复用器（De-mux）进行信道解复用。解复用器的子通道带宽为4 GHz，中心频率分别为193.08625 THz和193.11425 THz。下侧带宽带信号分别与LO1和LO2一起输入到光子I/Q接收器1和光子I/Q接收器3，而上侧带宽带信号分别与LO1和LO2一起输入到光子I/Q接收器2和光子I/Q接收器4。通过使用LO光梳对宽带信号进行下转换，图6显示了输出中频信号的频谱图。在光子I/Q接收器1中，如图6a,b所示，LO1两侧的宽带信号同时被下转换为带宽分别为2.75 GHz和1.25 GHz的中频信号。当频段设置为0.25–0.75 GHz时，将fLO-1 = 13 GHz、?f = 0.25 GHz和拍频信号fbeat = 0.5 GHz代入方程（21a）和（21b），可以计算出Ch4和Ch2信号的中心频率分别为13.75 GHz和12.75 GHz。在光子I/Q接收器2中，如图6c,d所示，LO1两侧的宽带信号同时被下转换为带宽分别为0.75 GHz和3.25 GHz的中频信号。当频段设置为0.25–0.75 GHz时，将fLO-1 = 13 GHz、?f = 0.25 GHz和拍频信号fbeat = 0.5 GHz代入方程（18a）和（18b），可以计算出Ch1和Ch3信号的中心频率分别为12.25 GHz和13.25 GHz。图6. 光子I/Q接收器的输出频谱。（a）接收器1中的Ch4，（b）接收器1中的Ch2，（c）接收器2中的Ch1，（d）接收器2中的Ch3，（e）接收器3中的Ch8，（f）接收器3中的Ch6，（g）接收器4中的Ch5，（h）接收器4中的Ch7。在光子I/Q接收器3中，如图6e,f所示，LO1两侧的宽带信号同时被下转换为带宽分别为0.75 GHz和3.25 GHz的中频信号。当频段设置为0.25–0.75 GHz时，将fLO-2 = 15 GHz、?f = 0.25 GHz和拍频信号fbeat = 0.5 GHz代入方程（21a）和（21b），可以计算出Ch8和Ch6信号的中心频率分别为15.75 GHz和14.75 GHz。在光子I/Q接收器4中，如图6g,h所示，LO2两侧的宽带信号同时被下转换为带宽分别为2.75 GHz和1.25 GHz的中频信号。当频段设置为0.25–0.75 GHz时，将fLO-2 = 15 GHz、?f = 0.25 GHz和拍频信号fbeat = 0.5 GHz代入方程（18a）和（18b），可以计算出Ch5和Ch7信号的中心频率分别为14.25 GHz和15.25 GHz。进一步分析了解调信号的质量。图7显示了生成的八个通道中频信号（IF signals）的16QAM信号星座图及其相应的误差向量幅度（EVM）值。从结果图可以看出，该方案成功地将4 GHz宽带信号通道转换为八个带宽为0.5 GHz的IF信号。EVM值在3.8%到4.4%之间波动，表明解调信号的质量良好。图7. 光子I/Q接收器解调的IF信号的星座图。（a）接收器1中的Ch4，（b）接收器1中的Ch2，（c）接收器2中的Ch1，（d）接收器2中的Ch3，（e）接收器3中的Ch8，（f）接收器3中的Ch6，（g）接收器4中的Ch5，（h）接收器4中的Ch7。3.2. 可重构性验证将AOFS频率移位量?f更改为0.5 GHz，那么移位后的调制光载波频率为193.1005 GHz。符号率更改为3 GHz，系统的工作频段设置为Ka波段的32–40 GHz。在下行链路中，LO信号LO1和LO2的频率fLO-1和fLO-2分别更改为34 GHz和38 GHz。图8显示了重新配置设置下的IF频谱图。与之前的情况类似，每个光子I/Q接收器输出两个中心频率均为1 GHz的IF信号。使用更新后的Δf和LO频率，并应用方程（18a）?（21b），计算出的输出子通道和输入信号的中心频率完全一致。这表明系统可以在不进行任何硬件修改的情况下无缝切换到不同的频段和子通道带宽，证明了系统的可重构性。图8. 光子I/Q接收器的输出频谱。（a）接收器1中的Ch4，（b）接收器1中的Ch2，（c）接收器2中的Ch1，（d）接收器2中的Ch3，（e）接收器3中的Ch8，（f）接收器3中的Ch6，（g）接收器4中的Ch5，（h）接收器4中的Ch7。图9显示了生成的八个通道IF信号的16QAM信号星座图及其相应的EVM值。从结果图可以看出，该方案成功地将带宽为8 GHz、频率范围为32–40 GHz的宽带信号通道转换为八个带宽为1 GHz的IF信号。这些信号的EVM值在5.0%到5.4%之间波动，表明解调信号的质量良好。图9. 光子I/Q接收器解调的IF信号的星座图。（a）接收器1中的Ch4，（b）接收器1中的Ch2，（c）接收器2中的Ch1，（d）接收器2中的Ch3，（e）接收器3中的Ch8，（f）接收器3中的Ch6，（g）接收器4中的Ch5，（h）接收器4中的Ch7。与第3.1节中的配置相比，该系统针对Ka频段（32–40 GHz）的宽带信号进行了信道化接收处理，每个子通道的带宽为1 GHz，子通道的中心频率也为1 GHz。子通道的数量仍保持为8个。此外，EVM值仍然在5.0–5.4%的范围内，这证实了系统的可重构性。实验结果验证了所提出方案的核心优势。当两个LO谐振器梳子（N = 2）产生两个边带时，该系统能够在两个频率带内成功实现4N = 8个子通道。通过调整?f和LO频率，该系统可以在8–40 GHz的工作频率范围内同时调节子通道带宽和子通道中心频率。增加MZM的数量以调整子通道的数量会导致系统硬件链接数量的增加，从而提高系统的复杂性。然而，在较低分支中，所有MZM都以完全相同的模式运行，并且硬件参数高度标准化，显著降低了多分支调试和校准的难度。同时，上下分支的光学路径彼此独立。在较低分支中添加一个新的MZM分支不需要对上部分支的核心组件进行任何更改。每个额外的MZM可以将子通道的数量增加4个，从而以相对较低的成本实现子通道数量的增加。

3.3. 投影抑制
为了研究系统的投影抑制（IRR）性能，分别将频率为32.5 GHz和34.5 GHz的RF信号输入系统，这些信号位于Ch1和Ch3中，并且彼此为投影信号。BPD和90° EHC提取的信号如图10所示。在图10中，两个信号都被下转换为1 GHz。BPD1和BPD2的输出功率分别为?14.939 dBm、?15.779 dBm、?14.213 dBm和?15.052 dBm，功率差异在1 dB以内。通过90° EHC后，Ch1中的两个中频（IF）信号的频率变为?36.236 dBm和?8.549 dBm，Ch1的投影抑制比为27.687 dB。Ch3中的两个IF信号的功率变为?9.388 dBm和?35.474 dBm，Ch4的投影抑制比为26.086 dB。因此，可以利用I/Q解调技术来分离投影信号。

3.4. 信道均衡
为了研究系统的信道均衡性能，一个幅度为1 V的单频信号分别在200 MHz处传输，频率从32.1 GHz增加至32.9 GHz以及从34.1 GHz增加至34.9 GHz。从图11a,b中可以观察到，光子I/Q接收器2的Ch1和Ch3输出的中频信号频谱。可以看出，输入信号都被下转换到0.5–1.5 GHz范围内，不同IF信号的功率波动小于0.471 dB，表明信道均衡效果良好。

3.5. 动态范围
为了研究信号失真比（SFDR），在保持输入LO功率不变的情况下，使用双音信号测量了一个通道的SFDR。当频率为34.49 GHz和34.51 GHz的双音信号加载到MZM0上时，系统下转换后的频率分别为0.99 GHz和1.01 GHz。当输入信号功率分别为15 dBm、16 dBm、17 dBm、18 dBm、19 dBm、20 dBm和21 dBm时，测量了输出信号中的基频分量和三阶互调失真（IMD3）的功率。信号的噪声底限为?136.64 dBm/Hz。从图12可以看出，Ch3的SFDR为95.17 dB?Hz^2/3。

3.6. 不同测量方法的比较
此外，表2比较了最近报道的微波光子信道化接收系统与本文提出的系统的参数。从表2中可以看出，与参考文献[18,19,20,21,22]相比，所提出的系统具有更宽的测量范围。尽管参考文献[23]的测量范围更广，但所需的频谱带宽为200 GHz，且频谱利用率相对较低。因此，对于宽带信号信道化接收而言，所提出的系统不仅在测量范围上有进一步的改进，还能在工作频率范围内同时调节子通道带宽和子通道数量，并在解决可重构性差的问题上也有进一步的改进。

4. 讨论
所提出的基于平行马赫-曾德尔调制器（MZMs）的可重构宽带信号信道化接收方案，在上部分支使用了声光频率移位器（AOFS）和载波抑制双边带（CS-DSB）调制，在下部分支生成了本振（LO）光梳。仅使用N个双梳线光梳，就可以生成4N个子通道，实现在8–40 GHz的工作频率范围内同时调节子通道带宽、数量和中心频率。仿真实验验证了该方案在Ku频段（12–16 GHz）和Ka频段（32–40 GHz）中对宽带信号的有效信道化。与表2中列出的现有方案相比，所提出的方案在宽频率覆盖、频谱效率和可重构性之间取得了良好的平衡，同时避免了依赖复杂滤波器阵列、偏振控制或低频谱效率的传统方案的缺点。与最近的方案[18,19,20,21,22]相比，这些方案具有较窄的工作带宽和相对固定的子通道参数，难以适应快速变化的电磁环境。此外，参考文献[19,21]采用偏振分复用技术，存在偏振状态漂移问题，需要频繁校准，从而阻碍了长期稳定运行。参考文献[23]虽然提供了可调的宽工作带宽，但一次只能测量8 GHz的宽带信号，且子通道带宽和数量固定；而且它占用了大量的频谱带宽，因为宽带信号必须多播到每个信号光梳线上。参考文献[25,26]实现了高集成密度，但需要复杂的滤波器阵列。我们的方案基于平行MZM架构，专注于系统的可重构性，同时保持宽工作带宽，并避免了使用复杂的光学频率梳。子通道带宽、数量和中心频率的同时调节为宽带信号信道化接收提供了新的解决方案。

5. 结论
我们提出了一种基于平行MZMs的宽带可重构信道化接收方案。核心思想是，仅使用N个LO信号，每个LO信号生成两个LO光梳，从而可以在8–40 GHz的工作频率范围内高效利用频谱，所需的频谱带宽仅为80 GHz。在此基础上，通过调整声光频率移位器的频率移位?f和LO信号的频率，系统可以同时调节子通道带宽、子通道数量和中心频率，展现出优异的可重构性。此外，该系统采用了光子I/Q接收器，实现了大于26 dB的投影抑制比、小于0.5 dB的通带功率波动以及95.17 dB?Hz^2/3的无失真动态范围。