超高场双频Litz箔射频线圈在多核临床前磁共振成像中的应用，以及该技术在小鼠胎儿器官中的水输送和代谢研究

《Journal of Magnetic Resonance Open》：Ultra-High-Field Dual-Frequency Litz-Foil RF Coils for Multi-Nuclear Preclinical MRI and Its Application to Water Transport and Metabolism in Mouse Fetal Organs

　　F. David Doty | Glenn N. Doty | Daniel Arcos | Elton Montrazi | M. Kovalevsky | Talia Harris | Amnon Bar-Shir | Judy M. Doty | Laura L. Holte | Lucio Frydman
Doty Scientific，美国南卡罗来纳州哥伦比亚市

**摘要**
多核磁共振成像（Multi-nuclear MRI）能够观察到传统的质子成像所无法提供的代谢和生理过程，但其灵敏度通常较低。因此，需要设计高效的双频射频（RF）线圈以适应超高场（UHF）环境。本文介绍了一种适用于多种尺寸和磁场的双频H/X RF线圈模块的设计与优化，并展示了该线圈在15.2 T磁场下的应用结果。该模块采用正交线性“litz-foil”线圈结构，并通过绝缘交叉连接实现更优的电流分布，从而提高了B1效率和均匀性。优化过程通过详细的电路建模和全波三维电磁仿真相结合的方式进行。低频线圈的调节范围为1?N至23Na，通过插件电容器实现；高频线圈在1H至1?F频率范围内高效工作。仿真结果显示出高B1效率、良好的通道隔离性能以及极低的寄生模式。实验结果证实了这些预测，并在15.2 T磁场下实现了高质量的1H和2H成像。通过注射D?O后进行的氘核（deuterium）MRI显示了水分子在胎鼠胎盘及胎儿器官中的传输过程，其空间和时间依赖性细节前所未有。这些成果展示了正交litz-foil RF架构的优势，并证明了在超高场条件下结合电路与电磁优化方法对于宽带多核MRI的重要性。

**1. 引言**
人们越来越认识到H/X多核磁共振成像相对于仅使用1H核磁共振成像的优势。低频核素（常称为“X核素”或非质子核素）如13C、23Na、2H和1?N能够提供标准质子成像无法获得的代谢、功能和生理信息。虽然1H MRI能提供高分辨率的解剖图像，但这些替代核素能直接反映组织的生物化学和能量代谢状况。由于这些核素的浓度远低于水分子中的质子，且旋磁比较低，因此其固有灵敏度很低，通常需要超高场或超极化技术才能获得可用信号。因此，优化RF线圈和电路至关重要。虽然为单一X核素设计高性能线圈相对简单，但在超高场下实现双频H/X线圈的良好性能在技术上具有挑战性。我们之前已经证明了绝缘箔交叉连接的“litz-foil”线圈结构在电流分布方面的优势[1,2]。在本研究中，经过更全面的3D优化后，此类线圈在超高场下的性能优于其他已报道的线圈设计。借助完整的3D全波电磁软件以及对整个双频RF线圈模块（包括线圈、基底、支撑结构、电容模型、调谐/匹配网络、引线、滤波器和样品）的详细建模，可以准确计算出任何线圈设计在给定激励功率下的平均衰减时间（t90）和B1不均匀性。其他相关参数（如调节范围、通道隔离性、峰值电容电压和比吸收率SAR）也可轻松得出。通过修改模型并重新进行仿真，可以判断噪声比（S/N）是增加还是减少。尽管构建复杂RF模块的参数化模型耗时较长，但一旦模型建立，就能实现半自动的多参数优化[3]。

在后续部分，我们将详细介绍一种用于15.2 T磁场下妊娠鼠或大鼠头部MRI的新型双频RF线圈模块的设计，其内径为36毫米。

**2. 双频线圈优化**
自20世纪70年代超导磁体引入磁共振领域以来，基于两个正交线性线圈的双频多核探针一直是高分辨率NMR技术的基础，它们也被广泛应用于H/X临床前磁共振成像。在典型应用中，样品体积内的B1场强相对均匀，负载Q值通常也不低于未负载状态。尽管如此，自Hoult的经典研究以来[4]，其主要性能指标（FOM）始终未变：
**S/N ∝ VS × t90 × P**
其中VS表示样品体积，t90表示π/2脉冲长度，P表示施加的RF功率。

虽然相位阵列和平行成像技术的结合使得该指标在临床磁共振（其中样品损耗占主导）及某些临床前应用（样品损耗相对于线圈损耗较小）中显得不够完善，但方程[1]在线圈优化中仍具有核心作用。尽管这一指标很重要，却只有少数临床前线圈研究报告了达到特定t90所需的RF功率[1,5,6]。另一种常用的指标是B1+效率（μT/√W）[2]，但由于双频临床前线圈的损耗情况很少被测量（通常假设调谐电容和匹配网络无损耗[7, [8], [9], [10]），因此难以进行定量比较。

对于大样本（如人体头部或四肢）的线圈，常用一个替代指标：未负载QUN与负载QLS的比值[11]。只要电场损耗不影响样品损耗（[12]），且QUN/QLS大于约1.5，这个指标就很有用；否则，Q测量中的实验误差/变异性（通常超过15%）可能会显著影响结果。另一种常见的比较方法是将其性能与单频参考线圈进行对比[13]，但参考线圈的性能往往未以P、t90或B1的形式量化。

虽然3D全波电磁仿真的结果对线圈优化至关重要，但我们认为，如果不同时使用高频（HF）和低频（LF）线圈的详细电路模型，很难有效地指导和跟踪复杂的3D RF线圈优化过程。这些电路模型不仅需要准确预测谐振模式频率f0，还需要能够准确预测t90、调节范围以及所有集总元件电容和线圈电压[14]。我们通过迭代优化方法改进了这些模型[1,[14],[15],[16]。

在后续部分，我们将详细介绍这种新型双频RF线圈模块的详细电路模型（使用Keysight Genesys [17]）和3D电磁模型（使用Computer Simulation Technology, CST [18]），该模块设计适用于15.2 T磁场下妊娠鼠或大鼠头部的MRI，内径为36毫米。

**3. 双频线圈设计**
自20世纪70年代超导磁体问世以来，基于两个正交线性线圈的双频多核探针一直是高分辨率NMR技术的主流，也广泛应用于H/X临床前磁共振成像。在这些应用中，样品体积内的B1场强较为均匀，负载Q值通常接近未负载状态。尽管如此，Hoult的经典研究[4]提出的性能指标（FOM）至今仍未改变：
**S/N ∝ VS × t90 × P**
其中VS表示样品体积，t90表示π/2脉冲长度，P表示施加的RF功率。

尽管相位阵列和平行成像技术的应用使得该指标在某些情况下不够完善，但方程[1]在线圈优化中仍具有核心意义。需要注意的是，很少有临床前线圈研究报道实现特定t90所需的RF功率[1,5,6]。

另一种常用的指标是B1+效率（μT/√W）[2]，但由于双频临床前线圈的损耗情况很少被测量，因此相关数据较少。在实际应用中，通常基于假设调谐电容和匹配网络无损耗的仿真结果进行效率评估[7][8][9][10]。

**4. CST 3D模型**
如前所述，为了使3D电磁模型具有实用性，必须以高度参数化的方式对其进行建模，以便轻松更改数百个参数（尺寸、角度、集总元件值、材料属性等），并能够快速重建模型以进行多次尝试。为了确保模型对各种参数变化具有鲁棒性并保证合理的重建和运行时间，模型中必须包含一些简化与近似处理。在本研究中，这些近似主要限于多核低频调谐网络中的插件电容和电感器的几何细节，预计对模式精度的影响不超过百分之几。此外，为了减小网格尺寸（使用CST时域求解器），通常将箔片的厚度设定得比实际硬件中的要大一些；在初始运行中有时会人为增加PTFE基材的厚度以缩短运行时间；并且使用了一个直径为30毫米、长度为50毫米、电导率为0.3 S/m、介电常数kS=40的盐水圆柱样品，而不是对怀孕小鼠的详细模型。所有机械部件和PCB基材的介电特性都采用了已发布的数值。调谐网络中的所有电感器 and 电容器都被建模为具有实际串联寄生电感和频率依赖性串联电阻的集总元件（LEs）。理想情况下，该模型应能轻松扩展到任意所需的直径和长度组合，尽管对某些尺寸进行重大更改时通常需要手动调整某些LEs和其他几何细节的连接。这里展示的3D仿真通常使用4-10M网格单元，并且仿真达到了35 dB的能量衰减。

从引线侧看到的CF2b线圈及其调谐电路的概览图（其他部分隐藏）见图2a，其中显示了在LF设置为100 MHz时电流密度IZ的z分量，其颜色表示不同电场强度。通过这个视图和图2b的背面视图，可以了解到Litz线圈的一个关键特性——内外圈的电流几乎相等，这对于实现高均匀性和效率是必要的。如果没有它们的绝缘箔片交叉点（在图2b中更清晰可见），外圈的电流大约会是内圈的一半，这会显著降低B1的均匀性和灵敏度。从中心信噪比的角度来看，该交叉点的弧线宽度明显偏窄。这样做是为了缩短线圈这一端到中心场区域的距离，以便在鼠脑MRI成像中更有效地使用该线圈，尽管这会在信噪比上造成约4%的轻微损失。调谐端（图中的顶部）的弧线宽度增加有助于降低线圈的电感并提高其Q值和β值。

下载：下载高分辨率图像（2MB）
下载：下载全尺寸图像

图2a（左上角）和2b（右上角）显示了CST模型中CF2b LF线圈及其调谐组件的表面电流密度Z分量——a为引线侧，b为相对侧，当LF调整为100 MHz并被驱动时的情况。图2c（中间）显示了表面电流密度Iabs的绝对值。1H线圈及其调谐组件在这些视图中被隐藏。图2d（下方）展示了平放的CF2b箔片图案。

从导体表面电流密度Iabs的绝对值图中可以最好地看出导体损耗，因为损耗与Iabs2成正比。这在图2c中有所体现，但使用了不同的颜色比例和视角。（CST可能无法在薄箔片上完全准确反映表面电流，不过两个相对表面的电流总和是正确的，因此附近的场强非常准确。）如图所示，损耗主要集中在线圈窗口的内边缘和狭窄的弧线上，尤其是在外侧轴端。将狭窄弧线的宽度加倍可以提高LF的信噪比几个百分点，但会使高B1区域从接入端移动约6毫米，使得观察鼠头变得更加困难。宽弧线的增加有助于降低线圈电感并改善其Q值和β值。

下载：下载高分辨率图像（2MB）
下载：下载全尺寸图像

图2a和2b显示了CST模型中H/X模块的CF2b LF线圈及其调谐组件的表面电流密度Z分量——a为引线侧，b为相对侧，当LF调整为100 MHz并被驱动时的情况。图2c显示了表面电流密度Iabs的绝对值。图2d展示了平放的CF2b箔片图案。

图2c以不同的颜色比例和视角显示了导体表面电流密度Iabs的绝对值图。（CST可能在薄箔片上无法完全准确反映表面电流，但两个相对表面的电流总和是正确的，因此附近的场强非常准确。）如图所示，损耗主要集中在线圈窗口的内边缘和狭窄的弧线上。将狭窄弧线的宽度加倍可以提高LF的信噪比几个百分点，但会使高B1区域从接入端移动约6毫米，使得观察鼠头变得更加困难。宽弧线上的电流密度非常低，但额外的宽度有助于略微降低电感和损耗。弧线中的弧形中央切口似乎略微提高了外侧高频线圈的性能，而不会影响LF线圈的性能。窗口内侧和狭窄弧线外侧的极高电流密度表明沿着这些边缘焊接导线可能有助于降低那里的电流密度。仿真显示这种改进的信噪比增加不到0.5%，因此没有进一步研究。外侧高频线圈的LF损耗约为总LF损耗的2%。

CF2b线圈的铜图案蚀刻在20密耳厚的Cuflon（PTFE基材）上，并覆盖有2盎司厚的铜层，它们支撑在一个大约1毫米厚的复合圆柱上。CST模型中的铜图案平放显示，两个表面重叠并带有透明度，角落有标记，内表面颜色较深，见图2d。图中的左右两侧可以看到确保两侧平行内环中的电流路径长度相等（因此电感和电流也相等的交叉点）。通过中间的交叉点将两侧串联连接，因此总串联电感足够大，以保持引线损耗在可接受的范围内。在早期设计中，我们在每侧使用2圈螺旋线（许多NMR探针早期的设计也是如此），并通过并联两侧来获得相似的总有效电感，但这些设计导致内外线圈之间的耦合问题更加严重。

图2d中交叉点的明显圆周错位是故意的。层压板（在CST模型和实际应用中）缠绕在一个38毫米的线圈骨架上，因此外表面直径比内表面直径大约大2.5%。PTFE基材的剪切应力防止了实际层压板像在CST模型中那样变形，因此需要对交叉点的位置进行一些后续调整以适应实际的蚀刻图案。由于两侧的铜层只有小部分重叠，如果需要，将厚层压板缠绕在一个相对较小的直径上是可行的。通过将小箔片片材焊接在交叉点的开口处来手动实现两个表面之间的馈通连接。这些和其他所有焊接连接都包含在CST模型中。

图3前景部分更好地显示了LF调谐电路组件，图中显示了100 MHz情况下E场的法向分量En在表面上的情况。1-10皮法的PTFE电容器（LF电路的C1和C2）被建模为位于铜柱顶部的铜圆柱，它们之间的小间隙中装有串联的LE RLC元件。它们的底部分别通过塑料环与铜接地平面电气隔离。各种电路连接大多用3.2毫米的铜线表示。实际上，这些连接通常会使用大约7毫米宽的箔片实现，但R、L和Cs的差异无关紧要。背景中高频线圈的调谐电路组件（稍后讨论）从颜色上可以看出其上的E场可以忽略不计。

下载：下载高分辨率图像（855KB）
下载：下载全尺寸图像

图3显示了100 MHz情况下调谐电路表面E场的法向分量En。

对于插件元件C3、C9和L2（及其连接）使用了高度简化的物理近似，但它们的串联LE RLC模型包括了适当的额外串联R和L，以更好地捕捉它们的实际行为。CST模型在LF输入端包含了一个图中未显示的陷阱，以及一些用于解调的组件（一个线圈和一个PIN二极管），这些组件在图1或最终硬件中未包含，但在CST模型中加入以确认它们在需要时能够适应并正常工作。这些组件的粗引线并不是必需的，但这些差异对结果的影响可以忽略不计。同样，硬件中的实际位置与模型中的位置有所不同，有些引线较长，有些较短，但这也没有太大影响。最重要的引线是从TL1到插件C9和L2的那些。在硬件中特别注意确保它们的引线电感和杂散电容尽可能低。尽量减少由变量C1和插件C9形成的回路中的引线电感是很重要的，以限制在某些条件下可能出现的寄生模式问题，尽管可以通过选择不同的C1和C9值来调整其频率。模型显示所有所需组件都有足够的间隙，以避免在高功率下发生击穿。

图3中的引线颜色表明了CF2b线圈上的LF电压平衡情况。从图中可以看出，调节侧（蓝色）的杂散电容C7S应该比平衡侧（红色）的杂散电容大得多。然而，连接到底部电平下的可变电容器的调节螺丝刀没有在模型中物理体现，因此添加了它们影响的近似值（每个约2皮法的杂散电容）。差分LF调节变量C1在其两侧都承受高电压，因此来自其螺丝刀的杂散电容（位于平衡侧）是显著的。这在图1的电路模型中的C2S中已经考虑到了，也在CST模型中考虑到了。其他螺丝刀的杂散电容也被考虑在内，但由于它们连接的电压点较低，所以影响较小。只有在调谐范围的较高端附近，LF线圈的平衡才变得重要。

图4a和4b分别显示了CST仿真中的矢量H场图（A/m）和Ht的标量幅值图（H场的切向分量），在z=10毫米平面（靠近接入端）上，当CF2b线圈以0.5瓦功率在100 MHz下驱动时，样品为30毫米厚的盐水样品。（回想一下，B1=μ0Ht/2。）最内层的圆圈是样品，最外层的圆圈是连续的rf屏蔽层。此仿真中包含了H/X模块的所有组件，尽管为了清晰起见，一些组件（包括线圈基材）被隐藏了。

下载：下载高分辨率图像（1MB）
下载：下载全尺寸图像

图4a（左）显示了100 MHz时H矢量场，图4b（右）显示了切向场Ht的幅度图。两者都来自z=10毫米平面在100 MHz时的CST仿真。

图5a展示了x=0平面上的LF H矢量场。使用样品中心32毫米长度上的HY平均值（略小于Ht）来校准电路模型在前面提到的所有LF频率下的B1计算。在100 MHz时，HY的平均值为20.2 A/m（B1=12.6 μT），其平均偏差为1.9 A/m，或约10.6%。Ht的平均偏差约为10%。

下载：下载高分辨率图像（2MB）
下载：下载全尺寸图像

图5a（上）展示了100 MHz时x=0平面上的LF H矢量场。图5b（下）是从TL1对面看到的部分组装模块的调谐端照片，展示了用于15.2-T磁体的内部LF多X线圈。

图5b中的照片显示了从TL1对面看到的部分组装模块的调谐端。在调谐端增加的线圈长度是为了容纳PTFE电容器C1和C2，从该视角可以看到这些电容器位于另一侧。

CF2b线圈的上限可用频率-直径乘积fd取决于长度/直径比和屏蔽层/线圈直径比，范围为6-10 MHz·m。该限制通常不是来自图1的原理图中的内容（因为L2可以做得非常小，并且可以与C2S和C7S并联添加电感），而是来自于高频区域附近的电感间模式，这些模式在实际电路模型中无法精确模拟。在某些使用相同类型电感的模块中，需要在CF2b电感的馈电点对面的频段之间添加一个小电容，以将寄生模式移出高频范围，但在本例中并不需要这样做。对于6-10 MHz以上的频率，需要将电感的两个端子并联而不是串联，从而形成一种称为CF1T的电感。这样可以将其电感值降低四倍，使其不太适合小尺寸的多核调谐，但非常适合大尺寸电感的多X调谐以及高达约18 MHz的固定频率操作。

用于1H-19F频段的正交线性电感，标记为SQT3（简称SQT），是我们对原始的对称四分之一圈（SQT1）电感的第二次改进[2]。这个名字来源于所有电流路径在绕B1轴时都被电容性地分割了四次。图6展示了SQT3电感和高频调谐电路的概览（其他部分被隐藏），显示了当电感在650 MHz下进行调谐、匹配和驱动时的表面电位分布（IZ）。这个视图是从与图2a相同的CST模型旋转大约180°得到的，但现在LF电感被隐藏了，而HF电感处于工作状态。在这个视图中看到的高频调谐电路组件的近似值假设使用了比最终实际选择的（Knowles NMAT10HV）物理尺寸更大的可变电容。

图7展示了一个SQT3电感及其调谐-匹配-平衡电路的电路模型，该模型能够充分捕捉主要谐振模式以及宽广调谐频率范围内的电容电压。SQT电感每个八分之一部分中的四个平行轴向带由耦合电感Lb1、Lb2、Lb3和Lb4近似表示；每个八分之一部分中的三个平行弧由电感La1、La2、La3、La4、La5、La6、La7和La8近似表示。以“s”结尾的电容器表示的是基板集成电容或杂散电容。图中的SQT电感（上部）部分的其他电容器在许多情况下是多个分布式并联芯片电容器的总和，其非理想特性通过串联电感来体现。与图1类似，高Z端口（除Port_1外的所有端口）仅仅是电压监测器，有助于分析模式和效率。请注意，左侧的节点编号3、10和12分别连接到右侧对应的节点位置。

图8a（左）显示了在650 MHz、0.5 W线性激励下，z=10 mm平面上的H场矢量图；图8b（右）显示了H场的幅度图。图9a（上）展示了650 MHz时y=2 mm平面上的H场矢量图；图9b（下）显示了x=0平面上的损耗密度（W/m3）。在1 W激励下的特定吸收率（SAR，单位W/kg）是该损耗密度除以500 kg/m3的结果。

实验结果显示，HF电感的调谐范围超过了25%，即使在满负载条件下也能达到3He频段（495 MHz），尽管其B1效率较低。测量得到的未负载QL（在650 MHz时，匹配后S11损耗为-3 dB，内部电感存在）为130，典型的未负载/负载Q比为1.42。使用30-mM圆柱形样品时，CST仿真表明总功率耗散的45%发生在样品内部，21%发生在SQT电感中，13%发生在集总元件（主要是电感的ATC800B芯片电容）中，1.7%发生在CF2b电感及其连接线上，1%发生在SQT电感的连接线上，12%发生在其他铜质部件（主要是圆柱形射频屏蔽层）中。当调谐到1H频段时，所有调谐-匹配-平衡电路的总相对高频功率损耗约为5%。

图10a展示了CST模型中的1-oz双层SQT3 Cuflon层压板的铜层分布；图10b显示了电感安装在复合线圈成型器（支撑结构）上的照片。显然，为了实现最佳B1均匀性、效率和对正交场的透明度，这种电感需要更多的交叉连接（和焊接的箔片馈电通路）。然而，在这种电感中，内表面（较深的图案）不仅影响了所需的电流路径，每个象限末端的大焊盘还提供了一些端部分段电容（如图7中的CE1s、CE5s等），这些焊盘可以为均匀模式提供一个零电位点，以便在需要时连接小电容（图中未显示）以抑制寄生 differential 模式。中央环形迹线下的屏蔽条减少了并联的中央调谐/分段电容之间的横向电感，从而避免了这些电容之间的电感引起的模式干扰。另一种解决方法是增加中央间隙内的电容器数量。当然，中央环形迹线（Cc1s、Cc4s）以及接地电容（Cc2s、Cc3s）增加了电感的上限频率。在一些高频应用中，在馈电侧对面的中央窗口上添加迹线（带有交叉连接）有助于将寄生模式移出频率范围。

图11a（上）展示了从CST模型平铺出来的SQT3箔片图案；图10b（下）展示了SQT 1H-19F外层电感及其复合线圈成型器上的电容器。选择CC电容（中央间隙）与CE电容（端部分段）之和的比例是为了在调谐到1H频段时，两者之间的电压大致相等。CST模型计算出在650 MHz、0.49 W功率下，CE电感上的平均电压为30 V，这产生了6.0 A/m的平均场强（平均偏差为1.0 A/m），表明该电感应该能够在500 W功率下产生34 μs的1H π/2硬脉冲。根据测量结果，实际负载下的QL约为92；而CST模型预测的QL约为116。因此，实验脉冲长度可能比CST模型预测的长约12%。

在CST模型中，铜的导电率设定为其直流值的一半，以更好地考虑蚀刻箔片表面的粗糙度和锋利边缘。此外，CST模型还在所有电感和电容器的端点以及所有交叉连接处增加了小型焊料段。我们发现这些措施通常能使仿真和测量的QL值在几个百分点内保持一致，适用于许多小型、全屏蔽的箔片线圈。实验室Q值测量是在模块外部没有额外屏蔽的情况下进行的；如果模块位于梯度线圈的孔内，Q值可能会更接近仿真值。所有3D仿真都是针对完整的模块进行的，驱动端可以是LF或HF 50-Ω端口。图11a的透视图显示了大部分组件（除了集总元件外）；在这个例子中，HF电感在650 MHz时被驱动，En值显示在表面上。需要注意的是，要准确预测两个电路之间的隔离特性，实际电路模型需要包含更详细的细节，但这对建模来说是不现实的。因此，3D全波仿真对于隔离是必要的。然而，即使在UHF频率下，这些仿真也有局限性，有时还需要进行一些实验调整。图11b中的S12和S22（高频反射）的图表预测了出色的通道隔离效果以及没有问题性的寄生模式。实验结果显示，LF和HF方向的隔离度均超过了22 dB，且在调整其中一个频率时另一个频率的频率偏移可以忽略不计。

所有提供的3D仿真都是基于完整模块进行的，驱动端可以是LF或HF 50-Ω端口。图11a中的透视图显示了在650 MHz时HF电感的驱动情况，以及表面的En值；图11b中的S参数图（LF端口连接在Port_1，HF端口连接在Port_2）有助于概念上理解SQT电感的工作原理。通过旋入安装在短螺丝上的固定电容器来改变LF调谐，这些电容器适当地接触电路中的弹簧指。通过台式测量负载Q值和RF场强度进行了实验验证，结果与仿真预测非常吻合，并且可以轻松地将两个通道调整为50 Ω，以适应全部负载范围。此外，体内观察到的传输效率与仿真和台式实验得出的值非常接近。这些结果表明，结合电路和全波建模的方法为线圈优化提供了可靠的基础。图11 c.6展示了完成模块的调谐端照片。与B1+效率的比较如第2节所提到的，关于B1+效率（或其等效值）的定量报告在MR线圈论文中相对较少，特别是在双频临床前线圈论文中，而关于H/X（宽带）线圈的已发表报告更是极为稀少[1]。基于在每个环和/或末端环中插入相同的LC陷阱电路，提出了多种双调谐（DT）鸟笼（BC）线圈的设计[[19], [20], [21]]。这些设计的一些挑战包括实现每个陷阱几乎相同的频率以及在适当负载范围内达到足够的可调谐性。4环设计[11,22,23]通常在LF性能上表现更好，尤其是在屏蔽空间不足以容纳高Q值陷阱时，但清洁的HF调谐通常更具挑战性。后来的DT BC设计更多地基于交替环方法[6,13,24]，这些设计通常能获得更高的信噪比。相比之下，目前的Litz铁箔架构结合集成电路和全波电磁优化，能够在紧凑的几何结构内实现宽频调谐（1?N–31P和1H–1?F）、高B?效率以及良好的通道隔离性能。能够明确建模电路行为和电磁场，使得性能权衡的系统化优化成为可能，而这是用更传统的设计方法难以实现的。在表1中，我们总结了多篇论文以及本工作中报告的关键线圈参数和B1+效率。大多数报告的B1+效率是基于中心切片或仅仅是线圈中心的。在这些情况下，我们根据报告的数据估计了样品整体可能的平均值，并用“～”前缀表示。表1. MR线圈平均B1效率。参考频率：MHz；线圈内径：mm；线圈总长度：mm；线圈类型；射频屏蔽直径：mm；样品直径：mm；样品：双频？CP？BB？平均B1+μT/?W：2750；2128；BHP-LC；3716；水；NNN；3833；0060；113；LP-DX-BC-8；110；18；盐水；NNN；～1.5；4300；7412；7；AR-DTBC-16；900；64；油；YYN；～6；5300；290；～350；8-偶极子；～6；501；90；头部；YYN；～0.3；6；123；300；270；HBC-4；409；153；盐水；NNN；～0.6；7300；～350；～350；BLP-BC-16；685；190；头部；YN；0.43；8170；～290；239；DT-AR-TEM-2；4380；190；头部；YYN；～0.68；69；～290；239；DT-AR-TEM-2；4380；190；头部；YYN；～1.6；本工作；650；3657；BLP-BC-16；5830；盐水；NNN；17；本工作；650；3657；DT-L-BC-8；5830；盐水；YNN；8.8；本工作；100；3657；DT-L-BC-8；5830；盐水；YNN；18；本工作；100；3657；LP-BC-16；5830；盐水；YNN；30；本工作；2633；660；CF2b；5830；盐水；YNY；6.2；本工作；1723；660；CF2b；5830；盐水；YNY；12；本工作；100；3660；CF2b；5830；盐水；YNY；19；本工作；4736；660；CF2b；5830；盐水；YNY；27；本工作；650；3652；SQT；35830；盐水；YNY；5.5；本工作；6123；652；SQT；35830；盐水；YNY；4.5。缩写：线圈内径（Coil I.D.）；铜图案总长度（lgh）；圆极化（CP）；射频屏蔽直径（Shld. dia.）；宽带（BB，可调谐至多个核素）；平衡高通（BHP）；Litz笼子（LC）；平衡低通（BLP）；双十字（DX）；鸟笼（BC）；交替环（AR）；双调谐（DT）；混合鸟笼（HBC）；线性（L）；横向电磁（TEM）。不出所料，单调谐的CP BC在SF（特别是1H）方面提供了更好的信噪比，但可调谐性非常有限（仅1-3%），且没有双频和宽带功能。我们模拟的新型双调谐小型线性BC在HF方面的信噪比稍好，但在LF方面较差——同样，可调谐性非常有限且没有宽带功能。由于我们找不到与本工作中介绍的线圈大小和频率相似的已发表数据，我们设计并模拟了三种鸟笼，以便与本工作进行更相关的比较。列出的36毫米100 MHz和650 MHz结果是针对经过良好优化的平衡低通（BLP）BC设计的。由于各种原因，我们没有找到能够成功在软件中缩放到36毫米及100/650 MHz的已发表双调谐CP线圈设计，这取决于具体设计。然而，我们设计并模拟了一种新型DT-BC设计，适用于正交线性操作，根据仿真结果，该设计符合所需的条件，其结果在表格中标记为DT-L-BC-8。7.1 小鼠胎儿器官中的水运输和代谢 36×35毫米（ID x window）Doty体积线圈在15.2 T下的MRI 1H和2H结果显示如下。7.1 小鼠胎儿器官中的水运输。该研究专注于监测妊娠小鼠（E16.5）胎盘和各个胎儿器官之间的水运输情况。通过注射100微升氘代水后，使用2H-MRI监测运输过程。如图12a所示，在注射生理盐水D2O后的约2分钟间隔内记录了2H-MR数据集，提供了前所未有的胎盘和各个胎儿器官之间的水运输信息。图12b和12c中的冠状2H和1H-MR图像显示了D2O注射后的胎儿和器官情况，此时各个区域的D2O信号已达到最终值的70-90%。下载：下载高分辨率图像（458KB）下载：下载全尺寸图像图12. (a) 一只妊娠16天的雌性小鼠注射了100微升生理盐水D2O（0.9% NaCl，注射泵，持续1分钟），并通过2H MRI监测了50分钟。(b) 彩色图像是3D-CSI-bSSFP MRI 2H冠状视图，显示了D2O注射后约7分钟和约19分钟时的差异吸收情况。化学位移为4.7 ppm；TE：0.498 ms；TR：2.206 ms；AV：12（加权）；角度：30；厚度：32 mm；矩阵：32×32×16；FOV：48×48×32；参考功率5 W；RG：203。(c) 右侧的灰度图像是同一ROI的1H T1 RARE：稀有因子：7；32层；厚度：1mm；矩阵：256×256；FOV：48×48；触发器，门控。SAR约为10 W/kg，是小鼠的安全限制的一半[26]。注意，两个胎儿和胎盘以彩色标出。7.2 氘代谢成像（DMI）：Warburg效应在肿瘤模型中的应用 Warburg效应描述了即使在有氧条件下，肿瘤中葡萄糖也优先转化为乳酸[27]。这种代谢特征可以通过DMI观察到，其中给予[6,6′-2H?]-葡萄糖并检测其在癌组织中的代谢转化为[3,3′-2H?]-乳酸。在DMI研究中，一只C57BL/6小鼠被植入Kras-胰腺癌（KPC）衍生的鼠胰腺导管腺癌细胞系，并腹腔内给予约3 g/kg体重的[6,6′-2H?]-葡萄糖。结果如图13所示。2D CSI-bSSFP序列通过将载波频率中心设置在2 ppm和TR=11.48 ms来优化[19]。这种配置避免了影响水（4.7 ppm）、葡萄糖（3.6 ppm）和乳酸（1.2 ppm）共振的“暗带”伪影。获取了52点无梯度FIDs，接收器带宽为5 kHz（采集时间=10.4 ms），FOV：48×48，矩阵：32×32，FA=60°，持续时间=0.2 ms，因此每个动力学点的信号平均时间为约7分钟（加权平均=32，常规平均=4）。使用TurboRARE收集1H冠状图像，参数设置为因素=8，2次平均，TR=1352 ms，FA=90°，持续时间=1875 ms，20层，厚度为0.8 mm，与DMI相同的FOV，编码矩阵为256×256。下载：下载高分辨率图像（1MB）下载：下载全尺寸图像图13. 给予氘代葡萄糖后获取的时间分辨2H图像。每个面板对应大约相隔7分钟的时间点，总采集时间约为160分钟。一些氘代葡萄糖、水和乳酸的映射覆盖在解剖学1H图像上。8. 结论 3D仿真准确预测了这种H/X模块在36毫米内径（ID）下至少可以在15.2 T下表现良好，可能在21.1 T（900 MHz）下的H/X 25毫米ID模块中表现良好。体内获得的高质量2H图像直接反映了仿真预测的改进的B1效率和场均匀性，展示了结合电路和电磁优化策略的实际影响。2H MR结果提供了前所未有的小鼠胎盘和各个器官之间的水运输信息。此外，高效的H/X体积线圈通过同时捕获多个器官的大区域中的多个清晰切片，使得实验比使用表面线圈更加容易。利用正交优化Litz铁箔线圈的H/X RF模块有望使全多核临床前MRI变得更加实用。CRediT作者贡献声明F. David Doty：撰写——原始草稿、方法论、形式分析、概念化。Glenn N. Doty：撰写——审阅与编辑、方法论。Daniel Arcos：方法论、数据管理。Elton Montrazi：撰写——审阅与编辑、撰写——原始草稿、数据管理。M. Kovalevsky：撰写——审阅与编辑、数据管理。Talia Harris：撰写——审阅与编辑、数据管理。Amnon Bar-Shir：撰写——审阅与编辑、数据管理。Judy M. Doty：撰写——审阅与编辑、监督。Laura L. Holte：撰写——审阅与编辑。Lucio Frydman：撰写——审阅与编辑、概念化。