面向电动汽车充电应用的同步移相全桥转换器PWM技术

《IEEE Access》：PWM Technique of Synchronous Phase-Shift Full-Bridge Converter for EV Charging Applications

　　

同步移相全桥（PSFB）转换器被广泛用作电动汽车（EV）充电应用中的隔离型DC/DC转换器。PSFB转换器固有的占空比损失（duty cycle loss）导致功率传输中断，在此期间，同步PSFB转换器副边电流流经整流开关的反并联二极管，在电动汽车充电器恒流（CC）模式等高输出电流条件下产生显著的导通损耗。同时，副边开关的脉宽调制（PWM）信号通常通过与原边信号同步的或门（OR gate）生成，因其控制简单。然而，这种方法导致整流开关硬开关（hard-switching）导通，在电动汽车充电器恒压（CV）模式等高输出电压条件下引入额外的功率损耗。本研究提出一种用于同步PSFB转换器的PWM生成技术以降低整流器功率损耗。该策略通过在占空比损失区间内维持通道导通来减轻导通损耗，并实现整流开关的零电压开关（ZVS）导通。所提出的PWM生成策略已通过额定功率达2.5 kW的同步PSFB转换器样机验证。满载条件下的实验结果表明，与传统方法相比，所提出策略在CV和CC模式下分别将功率转换效率提高了1.06%和2.49%。

电动汽车充电器由电网连接的AC/DC转换器和隔离型DC/DC转换器组成，用于将三相电网的能量传输至电池。其工作范围广泛，需处理恒压（CV）和恒流（CC）两种模式，因此电动汽车充电应用的功率转换器应在宽工作范围内运行，并承受高电压和高电流应力。移相全桥（PSFB）转换器因其宽电压处理能力、高功率等级下的低均方根（RMS）电流、以及简单功率级结构实现的电气隔离能力，已被用作电动汽车充电器的隔离型DC/DC转换器。通过引入副边同步整流器，PSFB转换器可进一步提升其功率和电流等级，显著降低副边导通损耗，实现高功率转换效率和高功率能力。

传统同步整流器采用与原边信号同步的或门生成PWM信号，控制复杂度最低。然而，在该方法中，整流器导通时存在硬开关问题，即开关在漏源电压降至零之前即已导通。此外，PSFB转换器固有的占空比损失降低了施加于变压器的有效占空比，其大小取决于负载条件、电压增益、匝比和电感器设计。在此期间，副边电流流经反并联二极管，显著增加整流开关的导通损耗。尽管碳化硅（SiC）金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）相较于硅基器件具有更优的开关速度、功率等级和更低的通道导通损耗，但其反并联二极管具有较高的正向压降，导致占空比损失期间的二极管导通引起副边导通损耗增加、效率降低、温度升高、可靠性劣化及器件寿命缩短，该效应在CC模式下因高输出电流而更为显著。

以往针对PSFB转换器功率转换效率提升的研究多集中于轻载条件，可改善电动汽车充电器的CV模式效率，但无法影响高负载CC模式的效率。此外，部分研究采用额外硬件如附加变压器、变压器附加绕组、升压电容、可变电感器、耦合电感器等，虽能提升效率，但受额外硬件容差影响大，导致功率级设计和控制策略复杂化。在PWM生成策略方面，混合PWM模式控制可抑制原边环流、降低导通损耗，但需复杂的可变死区控制；采用原副边附加相移的策略亦需额外钳位二极管和复杂功率级设计；延迟开关关断时刻以补偿占空比损失的方法仅关注关断控制，未解决导通行为导致的硬开关问题；而同时调整同步整流器导通和关断时刻的PWM方案仅适用于断续导通模式（DCM），局限于轻载条件。

本研究提出一种面向电动汽车充电应用的同步PSFB转换器PWM技术，通过抑制同步整流器的功率损耗以实现高功率转换效率。所提出的PWM生成算法通过延迟整流器关断时刻，使副边电流在占空比损失期间流经整流开关通道而非反并联二极管；同时通过延迟导通时刻实现整流开关的软开关。因此，该方法使副边开关在电动汽车充电器CC和CV模式等高输出电流和电压条件下，既能减小导通损耗又具备软开关能力。此外，该算法通过显式解析表达式确定整流器导通和关断区间，无需额外控制环路，最小化控制复杂度。

本研究的主要贡献包括：占空比损失的解析 formulations 及其对同步整流器开关行为影响的理论分析；同时调谐关断和同步导通时刻以减少二极管导通并实现软开关的整流器PWM时序方法，无需额外硬件；参数容差和传感误差对实际实现影响的时序灵敏度评估。该算法的功率损耗降低性能已通过额定功率达2.5 kW的同步PSFB转换器样机实验验证，涵盖CC（2.0 kW）和CV（2.5 kW）工况。实验结果表明，与传统方法相比，所提出策略将CV模式下整流器功率损耗降低23.31%（28.87 W），CC模式下降低21.24%（64.14 W），效率分别提高1.06%和2.49%。

在理论分析方面，研究人员基于PSFB转换器的稳态波形数学推导，建立了软开关工作区域即连续导通模式（CCM）的判据，如原文中公式(1)所示，其中D为原边桥臂间相移，V_in和V_out分别为输入输出电压，M为输入输出电压转换比（M=V_out/(nV_in)）。通过公式(2)-(6)推导了原边电感电流I_Ls、副边电感电流I_Lo及输出电流I_o的表达式，进而得到有效占空比D_eff和占空比损失D_loss的计算公式(7)-(8)。分析表明，随着原边电感L_s减小、匝比n增大，即输出功率增大时，占空比损失增加，导致采用传统方法的同步整流器功率损耗随功率等级升高而加剧。

在所提出PWM生成策略的理论分析中，研究人员阐述了该方法的关键特征：同步整流器PWM信号的导通时刻与原边滞后桥臂同步，避免了整流器过早导通及开关导通时刻的正电流，从而实现整流开关的ZVS导通；关断时刻则延长了PSFB转换器占空比损失的持续时间，在此期间副边电流流经同步开关通道而非其反并联二极管。通过公式(9)-(10)的对比分析，传统方法中整流器每开关的功率损耗包含通道导通损耗、二极管导通损耗及输出电容C_oss放电损耗，而所提出方法因实现ZVS导通和近零电压关断，主导损耗仅为通道导通损耗。计算表明，在满载CV运行下，每开关功率损耗从传统方法的9.04 W降至1.61 W；满载CC运行下从24.35 W降至4.38 W，实现约82%的整流器开关损耗降低。该改善主要源于SiC反并联二极管较大的正向压降与R_ds,on决定的通道导通损耗之间的差异。所提出方法的控制结构如图7所示，控制器测量输入输出电压，基于功率级参数（L_s、L_o、n）、开关频率及公式(7)计算D_loss，生成具有同步导通延迟和计算关断延迟（D_lossT_s）的PWM信号。CC/CV控制由传统外环和内环控制环路实现，所提出方法仅修改同步整流器的PWM时序，不引入额外控制环路或迭代计算。

关于参数失配和参数漂移的影响，研究人员指出电感器（L_s、L_o）可能因工作电流导致的磁饱和而变化，动态扰动计算出的同步整流器时序，称为参数漂移；而静态参数偏离（包括电感容差和测量传感误差）称为参数失配。通过公式(11)-(13)的推导，证明了在CCM工作条件下，原边电感L_s和副边电感L_o的动态变化不会产生无效的同步整流器占空比指令。对于静态参数偏差，评估表明功率级组件容差对计算精度影响很小，而测量误差影响较大：允许10%传感误差时，CV和CC模式下D_loss计算误差最大分别为26%和6.84%。对应地，CV模式下26%计算误差导致每开关功率损耗增加1.90 W，CC模式下6.84%计算误差导致增加1.49 W，表明参数容差和测量误差引起的计算误差在两种模式下仅产生较小的额外功率损耗。

实验验证部分采用额定功率达2.5 kW的同步PSFB转换器样机。稳态波形对比显示，CV和CC模式下原副边电压电流波形在两种方法间仅有微小差异，但整流器开关转换过程差异明显：传统方法中整流器在V_ds非零时导通，产生明显的C_oss放电电流尖峰；所提出方法中整流器在V_ds近零时导通，无C<sub>oss放电电流尖峰，确认实现ZVS导通。同时，在DlossTs区间内，所提出方法维持高栅源电压Vgs，确保副边电流流经MOSFET通道而非反并联二极管。功率测量结果表明，CV模式下所提出方法抑制功率损耗28.87 W、效率提高1.06%；CC模式下减少功率损耗64.14 W、效率提高2.49%，相对损耗分别降低23.31%和21.24%。动态性能测试表明，所提出方法不影响转换器稳态波形和传递函数，开环传递函数与传统方法相似，输出电压纹波因软开关实现而更小，有助于减小输出滤波和抑制电磁干扰（EMI）。CC/CV模式转换实验显示，所提出方法在整个工作点转换过程中保持稳定，Dloss值通过感应的输入输出电压连续更新，不产生不稳定门极命令或异常开关行为。

研究结论部分指出，由于传统PWM生成方案的过早导通和未考虑占空比损失，同步PSFB转换器无法在高负载条件下实现高功率转换效率。所提出方法通过引入考虑软开关能力和占空比损失的导通与关断时序延迟，实现了同步整流器上更小的功率损耗。2.5 kW同步PSFB转换器样机验证了所提出方法的效率提升效果，实验结果表明该方法不影响稳态波形和传递函数，在CV模式下效率提高1.06%，在CC模式下提高2.49%。此外，通过实现同步整流器的软开关，所提出方法有效缓解了输出电压纹波，因此能够提供更高的功率转换效率以及潜在的更高功率密度。</sub>