基于解析二极管对行为模型改进设计方法实现输出功率大于57 mW的340 GHz倍频器

《Chinese Journal of Electronics》：A 340 GHz Doubler Featuring >57 mW Output Power Based on Improved Design Methodology with Analytic Diode Pair Behavioral Model

　　

本文提出了一种新型二极管行为模型，该模型能够为每个结点对提供动态电学连接，并为不同场模式提供独立端口。相应地，研究人员开发了一种改进的设计方法。该方法通过引入阻抗乘数器来匹配所开发的二极管对模型，从而改进了传统的模式解耦方法，为解决多模式网络的阻抗匹配问题提供了一种通用方法。最后，基于所提出的方法，研究人员确定了采用四端口平衡配置的340 GHz倍频器，该配置对四次谐波具有额外的抑制作用。即使采用超大尺寸分立二极管制造，所实现的模块在341.2 GHz处仍能提供57.2 mW的最大功率，据研究人员所知，这是该频段报道的最高输出功率。

研究背景与问题阐述：亚毫米波肖特基二极管倍频器已被证明是多种应用中最可靠的源之一。一般而言，太赫兹（THz）倍频源通常依赖一系列级联倍频器来达到目标输出频率，其中平衡拓扑结构因其高效率和紧凑设计而备受青睐。近年来，具有偶次或奇次谐波固有抑制特性的平衡倍频器和三倍频器配置取得了很大进展并得到广泛应用。然而，对Erickson式倍频器的分析仍然面临混合横向电场（transverse-electric，TE₁₀）模式和横向磁场-横电磁波（transverse-magnetic-transverse electromagnetic，TEM）模式的问题，电路几何结构直接决定了两种工作在不同场模式下的谐波性能，这极大地复杂化了传统的场-电路阻抗匹配方法。现有模式解耦方法需要针对不同边界条件下几何参数相同但工作模式不同的两个子电路分别进行独立分析，导致需要两套不同的几何参数，引发计算量大的迭代匹配过程，因此需要进一步改进以实现不同模式下子电路的集成分析。

研究内容、结论与意义：本文提出了一种新型解析模型，包含两个镜像对称结点和若干理想带通滤波器，可根据变化的模式一致性地修改两个结点的等效串联/并联连接关系。基于该方法，研究人员设计了一种采用四端口结构的340 GHz倍频器。即使采用超大尺寸分立二极管会大幅降低转换效率，所制造的模块在341.2 GHz处实现了超过57 mW的最高报告输出功率。该研究成果发表在《Chinese Journal of Electronics》上，为混合模式倍频电路的设计提供了重要的理论和方法学贡献。

关键技术方法：研究人员采用了基于四端口平衡倍频器原型的设计，该原型具有比传统结构更高的功率容量和转换效率。研究的核心技术方法包括：建立动态双结行为模型以实现不同场模式下的动态等效连接；引入对称面概念进行模式解耦，将TE₁₀模式和TEM模式分离为完美电对称（perfect electric symmetry，PES）边界和完美磁对称（perfect magnetic symmetry，PHS）边界条件；采用参数化建模方法对传输线（transmission line，TL）和不连续截面（discontinuity section，DS）进行建模；引入阻抗乘数器（PES条件下为2，PHS条件下为0.5）以解决模式解耦后的端口阻抗匹配问题；基于谐波平衡（harmonic balance，HB）分析进行联合优化；使用减高波导抑制TM₁₁模式；采用正交耦合器和三端口E探针实现信号的正交馈入和反相合成；以及通过CNC铣削制造E面分裂块结构，并将分立肖特基二极管反串联键合到30 μm厚石英衬底上。

研究结果：

一、模式解耦与动态二极管模型

通过引入对称面实现TE₁₀和TEM模式的分离。对于输入基波TE₁₀模式，对称面表现为PES，将结构复杂性降低并导出单模式等效子电路；对于输出二次谐波，对称面表现为PHS。研究人员提出了参数化建模方法：首先对不连续截面S1和S3进行建模，通过在三维电磁仿真中扫描导体宽度w，获得不同边界条件下的宽度相关S参数；然后对传输线进行建模，在电壁和磁壁条件下分别获得特征阻抗和传播常数，进而计算任意长度传输线的S参数矩阵。两个具有相同几何参数的独立子模式解析图得以建立，用于确定TE₁₀和TEM模式的匹配网络。

二、镜像对称二极管对的行为模型

研究人员开发了镜像对称二极管对的行为模型，该模型能够根据动态场分布提供动态的等效连接关系。对于TE₁₀模式，由于阻抗乘数因子2的作用，偏离对称边界的结点端口阻抗加倍，等效于两个非线性二极管模型反串联连接，这与TE₁₀模式的电场矢量及结点极性一致；对于TEM模式，阻抗乘数因子0.5导致端口阻抗减半，等效于两个二极管模型并联连接。该行为模型为PES和PHS提供了独立端口，实现了子模式电路的内在非线性连接。该模型可扩展至多阳极二极管情况：对于一对N阳极二极管，结点Ji与J_(2N+1?i)呈镜像对称，通过PES/PHS边界引入相关阻抗乘数因子，可将(2N+4)阶S参数矩阵简化为两个(N+2)阶矩阵，其中PES边界下结点呈反串联连接，PHS边界下结点呈并联连接。修改后的动态行为二极管模型建立了PES和PHS边界下子网络之间的关键连接，实现了基于行为二极管模型的子模式统一解析图。

三、340 GHz平衡倍频器设计

研究人员采用四个肖特基二极管（共12个阳极），集成在30 μm厚石英衬底上进行340 GHz倍频器设计。零偏结电容和反向击穿电压分别为32 fF和11.2 V。二极管物理尺寸（248 μm×45 μm×10 μm）相对于340 GHz信号波长较大。在模式解耦与参数化建模方面，计算端口阻抗时需指定相关端口乘数因子，两个5端口S参数矩阵在不同等效边界下计算后导入HB分析；建立了宽度相关的传输线模型，在20 μm?200 μm范围内以10 μm为间隔扫描带状线导体宽度，分别获得TE₁₀模式和准TEM模式下的等效传输线模型，实现从带状线宽度到特征阻抗和传播常数的映射；对不连续截面S1和S3也建立了宽度相关模型，S1在PES下为SE1(w)、在PHS下为SH1(w)，S3在PES下为SE3(w)、在PHS下为SH3(w)，这些离散宽度相关模型采用S2PMDIF组件实现。在电路确定与射频测量方面，输入波导减高为0.29 mm以抑制TM₁₁模式，石英衬底宽度为0.25 mm。基于理想网络确定的每个结点最优嵌入阻抗为：输入基波(13.25?j66.8) Ω，二次谐波(15.4+j25.5) Ω。整个电路包括WR-6.5中的正交耦合器级联匹配网络、一对倍频器单元和实现反相合成的三端口E探针。最终优化后的嵌入阻抗非常接近最优阻抗值。为使每个阳极在164 GHz?174 GHz频段内实现适当阻抗匹配，优化了波导阶梯阻抗变换器和悬浮电路。设计的直流偏置通道从输出波导短路表面引出，消除了笨重的匹配网络，将平面匹配网络总长度从780 μm减少到150 μm。

讨论与结论：

研究人员通过谐波平衡模拟与实测结果进行了对比分析。为表征二极管组装过程和结点自热效应引入的额外信号损耗，每个结点的串联阻抗从4.5 Ω?5.5 Ω进行了调整。实测输出功率出现更多波纹，推测由驱动放大倍频链与被测器件之间的驻波引起。各结点参数在C_j0和R_s方面存在差异，导致四个分立二极管信号的幅度和相位不平衡，降低了奇次谐波的固抑制，造成模拟数据与实测数据的不同趋势。高泵浦功率频率范围内模拟输出功率略高于测量值，研究人员认为这是对自热效应的低估所致。总体而言，模拟和实测电路均表现出优异的阻抗匹配结果，表明了该方法的巨大潜力。

研究结论部分：行为模型为混合模式电路提供了一种新型解决方案，能够直观分析混合模式电路内部的场模式行为。该设计方法包含行为模型和各电路部分的参数化模型，促进了解耦子模式电路的联合阻抗匹配和优化，且该方法可进一步扩展至任意数量阳极的应用。基于该方法开发的340 GHz平衡倍频器，实测与模拟性能高度吻合，在346 GHz处峰值效率为18.6%，在341.2 GHz处实现了据研究人员所知的最高连续输出57.2 mW。此外，该设计概念和解析二极管模型也可扩展至其他具有混合模式的倍频器拓扑。