四开关单级共地串联电容补偿升降压逆变器

《Energies》：A Four-Switch Single-Stage Common-Ground Buck–Boost Inverter with Series-Capacitor Compensation

　　

本文提出了一种用于宽输入DC-AC应用的单级共地串联电容补偿升降压逆变器（CG-SCC-BBI）。该拓扑利用共地中性点和串联隔直薄膜电容，从结构上抑制了高频共模漏电流的激励并阻断了固有的直流偏置。为抵消输出网络引起的频率相关电压衰减，研究人员推导了基频等效模型，用于预缩放调制参考并完全恢复输出电压幅值。四开关功率级采用单有效桥臂PWM调制，将高频开关动作在任一时刻限制在单个半桥内，从而显著降低开关损耗预算。此外，通过消除传统工频输出滤波电感并仅采用薄膜电容，该拓扑完全避免了电解电容的使用，从而提高了长期运行可靠性和使用寿命。所提出的逆变器在整个输入电压范围内支持升压与降压工作模式之间的无缝切换。其工作原理通过时域仿真得到验证，并在一个300 W SiC MOSFET独立实验室样机上进行了实验验证。实验结果确认了从95 V至400 V直流输入的正确运行，在额定300 W低输入条件下测得最大效率为96.79%，高输入条件下为97.66%，同时输出电流总谐波失真（THD）保持在2.5%以下。

**论文解读：四开关单级共地串联电容补偿升降压逆变器**

**一、研究背景与问题**

在可再生能源和分布式直流电力系统日益普及的背景下，单相DC-AC逆变器作为关键的功率变换环节，需要将宽范围变化的直流电压转换为稳定的交流电源。然而，传统全桥电压源逆变器（VSI）本质上属于降压型变换器，其交流输出幅值无法超过直流母线电压，难以充分利用宽范围直流源的完整工作区间。为解决这一问题，传统方案采用前置升压DC-DC变换器与VSI级联的两级结构，但该方法需要额外的储能电感和体积庞大的级间电容，且功率经过两次连续变换，引入了额外的开关损耗和导通损耗，导致系统体积增大、成本上升、效率降低。尽管已有多种单级升降压拓扑被提出，如Z源逆变器、准开关升压逆变器、差分升压拓扑等，但这些方案要么器件电流应力大、需要额外有源开关，要么仅具有升压功能而无法实现降压输出。此外，在无变压器单相逆变器中，共模（CM）漏电流是一个重要的设计考量因素，因为共模电压（CMV）在高频变化时会在寄生电容上产生不必要的漏电流、电磁干扰和额外损耗。传统解决方案如H6和HERIC拓扑虽可降低漏电流，但无法完全消除；而NPC和T型变换器则需要分裂直流母线结构，增加了电容数量和硬件复杂度。共地（CG）逆变器通过将直流源一端永久连接至交流中性点，从根本上将共模电压钳位为恒定值，但传统CG族仅具备降压功能，添加升压能力的方案又大多局限于升压模式，且存在不对称热应力、需要浮动栅极驱动器等问题。目前尚缺乏一种既能实现真正的升降压功能，又能从解析模型层面补偿串联隔直电容所引入的电压衰减的单相共地逆变器拓扑。

**二、研究内容与结论**

针对上述研究空白，研究人员提出了CG-SCC-BBI拓扑，用于宽输入DC-AC功率变换。该拓扑将交流中性点永久连接至直流源正端（V+），从结构上固定共模电压并消除高频漏电流，同时通过串联隔直薄膜电容隔离结构固有的直流偏置。与传逆变器不同，该拓扑无需笨重的输出滤波电感，仅需单个并联电容即可实现高质量输出电压滤波，显著减小了系统总体积、重量和硬件成本。研究人员建立了基频稳态解析模型，精确表征串联电容、输出电容和负载之间的频率相关分压效应，并基于该模型提出了一种简单的开环补偿方法，在调制前预缩放参考信号以补偿电压降，无需输出电压反馈。此外，还基于边界导通、电容纹波和电压保持准则，为储能电感、中间缓冲电容、串联隔直电容和输出电容建立了元件选择准则。通过在PLECS中的时域仿真和300 W SiC MOSFET独立实验室样机的实验验证，该逆变器在95 V至400 V直流输入范围内均能正确运行，额定300 W下低输入时最大实测效率为96.79%，高输入时为97.66%，输出电流THD低于2.5%。该研究成果发表在《Energies》期刊上。

**三、主要关键技术方法**

研究人员采用了以下主要技术方法：（1）共地拓扑结构设计，将交流中性点与直流源正端直接键合，从结构上消除共模漏电流；（2）基频等效建模方法，利用叠加原理解耦直流和交流分量，推导出包括串联电容、输出电容和负载在内的简化基频等效电路；（3）基于模型的开环电压补偿技术，通过电压保持因子解析式预缩放调制参考，补偿串联电容引起的电压衰减；（4）双占空比控制律，根据瞬时调制指数在降压和升压状态间无缝切换，将高频PWM限制在单个半桥桥臂；（5）PLECS时域仿真与300 W SiC MOSFET（C2M0080120D）实验室样机实验验证，样机采用250 μH储能电感和220 μF串联薄膜电容（两个110 μF PILKOR PCPW-245电容并联）。

**四、研究结果**

**4.1 拓扑结构与工作原理**

该拓扑由四开关升降压功率级和被动三元件输出耦合网络组成。功率级采用两对互补半桥桥臂：由S1和S2构成的上（降压）半桥，其中心点连接储能电感L1；由S3和S4构成的下（升压）半桥，其中心点形成主开关节点“a”。中间电容Cp作为局部能量缓冲和高频纹波滤波器，不承载基频负载电流。在降压状态下，S3保持常通、S4关断，高频开关完全由右半桥（S1和S2）执行；在升压状态下，S1保持常通、S2关断，高频调制转移到左半桥（S3和S4）。由于任一时刻高频开关仅限单个桥臂，相较于传统四开关全桥逆变器，开关损耗预算显著降低。

**4.2 数学模型与电压补偿**

研究人员推导了基频等效电路模型，考虑串联电容Cs、输出电容Co和负载R的并联组合。电压保持因子kv由分压公式得出，包含与负载无关的电容分压项1+Co/Cs和与负载相关的电抗压降项XCs/R。当负载减轻时，XCs/R项衰减，空载时kv趋近于负载无关上限Co/(Cs+Co)，本样机为0.970。全模型（式5-10）用于补偿律和元件应力计算。补偿因子kcomp=1/kv在运行前预先计算并存储于DSP中，对已知负载精确恢复目标输出电压。由于补偿为开环，负载变化会引入可预测的小幅稳态偏差，归一化灵敏度分析表明±10%负载变化引起的输出电压偏差低于0.8%。

**4.3 仿真验证**

在PLECS中的时域仿真覆盖了升降压两种工作模式。在95 V低输入、300 W满载条件下，输出电压为108.6 Vrms，节点“a”电压保持非负，串联电容直流偏置为+72.1 V；S3和S4承受约331 V电压应力，S1和S2被钳位在95 V。在400 V高输入、满载条件下，调制指数峰值ma,pk=0.835，变换器在整个基波周期内保持纯降压模式，串联电容直流偏置极性反转至-232.9 V，峰值电压应力为280.1 V。仿真提取的电压保持因子与解析值偏差在1.3%以内，残余输出电压调节误差在全部测试工况下低于1.31%。当串联电容减半至110 μF而补偿因子保持220 μF设计值时，输出电压下降约12%，与解析预测值96.8 Vrms吻合，确认了保持模型在非设计工况下的准确性。在非线性负载（单相二极管整流桥+560 μF滤波电容+80 Ω负载）下，变换器保持稳定运行，输出电压RMS分别为107.6 V（95 V输入）和103.4 V（400 V输入）。

**4.4 实验验证**

实验样机采用C2M0080120D SiC MOSFET（1200 V，36 A，80 mΩ，Wolfspeed）在50 kHz开关频率下运行。在95 V输入、300 W满载时，实测输出电压为109.5 Vrms，偏差-0.45%；在400 V输入时输出电压为111.7 Vrms，偏差+1.55%。输出电流THD在10%-100%负载范围内均低于2.5%。通过仿真寄生电容测量的共模电压和漏电流显示，95 V输入时RMS漏电流为38 mA，400 V输入时为25 mA，分别仅为DIN VDE 0126-1-1标准中300 mA安全阈值的12.7%和8.3%。损耗分析表明，在95 V、300 W时总损耗为13.62 W，其中MOSFET导通损耗（6.16 W）和电感损耗（6.18 W）占90.6%，开关损耗仅占8.1%（1.10 W），验证了单有效桥臂调制策略的低开关损耗特性。在400 V输入时总损耗降至4.18 W，效率从95.66%提升至98.62%。实测效率在95 V输入时于100 W处达到峰值96.79%，在400 V输入时于300 W处达到峰值97.66%。

**五、讨论与结论**

研究人员指出，该变换器代表的是一种平衡方案，在宽输入电压能力、共地运行、减少元件数量、消除专用输出滤波电感和竞争性效率之间取得折中，特别适用于宽范围直流源供电的独立功率变换系统。然而，当前实现采用开环补偿方法，将两倍工频功率纹波直接与直流源交换，且尚未通过长期热循环或耐久性测试验证。未来工作将集中于自适应闭环电压调节、有源功率解耦以及更高功率样机的实验验证和长期可靠性评估。研究结论部分指出，该论文提出了CG-SCC-BBI，一种用于宽输入直流应用的单级非隔离升降压逆变器。所提出的拓扑结合了共地运行、串联隔直电容和基于模型的补偿方法，在消除专用输出滤波电感的同时实现宽范围电压变换。它仅采用四个有源开关且无需外部二极管，形成了简单的单级功率变换结构。研究人员建立了包含输出电容的基频解析模型，以预测电压保持因子、元件应力和工作极限，并据此推导了被动元件和调制范围的闭式设计准则。通过仿真和采用300 W SiC MOSFET样机在阻性、感性、非线性和瞬态工况下的实验验证，样机在95 V输入时实测峰值效率为96.79%，400 V输入时为97.66%，同时输出电流THD保持在2.5%以下。该变换器代表了宽输入电压能力、共地运行、减少半导体元件数量和竞争性效率之间的实用折中方案。