综述：唤醒接收器：架构分析、设计技术、理论与前沿的综述

《Journal of Low Power Electronics and Applications》：Wake-Up Receivers: A Review of Architectures Analysis, Design Techniques, Theories and Frontiers

　　

物联网（IoT）的快速增长推动了对超低功耗无线通信系统的需求。唤醒接收器（WuRXs）已成为一种关键技术，能够实现物联网（IoT）设备的节能、近乎始终开启的运行。本综述探讨了WuRXs设计的最新进展，重点关注低功耗架构、关键权衡以及近期进展。研究人员讨论了在保持灵敏度、功耗和干扰抑制能力的同时实现低功耗所面临的挑战。本综述强调了从射频（RF）包络检测架构到更复杂的超外差和亚阈值设计的演变，并总结了WuRXs研究的未来方向。

2. WuRX设计规格
唤醒接收器（WuRX）的设计需在多个性能指标间进行权衡，包括功耗、灵敏度、数据速率、延迟、工作频率、干扰容限、载波频率、鲁棒性以及与标准通信协议的兼容性。功耗是首要约束，多数WuRX设计采用低于工艺标称电压的电源，使MOS晶体管工作在亚阈值区，以实现纳瓦甚至皮瓦级功耗。灵敏度通常介于-60 dBm至-90 dBm之间，通过射频（RF）前端增益级、无源匹配网络和优化基带处理电路来提升。延迟和数据速率取决于应用场景，事件驱动型系统可容忍数秒延迟，而健康与安全类应用需微秒级响应。干扰容限在拥挤的ISM频段至关重要，基于包络检测（ED）的架构对噪声和非线性失真敏感，而采用高精度本振（LO）的架构干扰抑制更强，但功耗更高。载波频率多选择sub-GHz范围（如433 MHz、915 MHz）或2.4 GHz，以利用现有协议（如Wi-Fi、蓝牙和Zigbee）。鲁棒性受工艺、电压和温度（PVT）变化影响，尤其在能量采集供电系统中，电源不稳定性会进一步降低电路稳定性。兼容性要求增加设计复杂度，但可扩展实际应用范围。

3. 当前主流唤醒接收器架构
三种主流WuRX架构包括射频（RF）包络检测架构、片上本振（LO）架构和传输本振（LO）架构。RF包络检测架构功耗最低，但干扰抑制和灵敏度受限。片上LO架构通过片上生成的LO将RF信号下变频至中频（IF），提升干扰免疫性，但时钟生成电路增加功耗。传输LO架构通过将LO信息嵌入发射信号中去除高功耗LO电路，但引入系统复杂度和协议兼容性挑战。

3.1 RF包络检测架构
RF包络检测WuRX通过包络检测器（ED）直接解调RF信号至基带，无需LO和混频器，功耗极低，适用于超低功耗应用。ED的非线性特性实现自我混频，但丢弃频率和相位信息，仅支持开关键控（OOK）调制，干扰抑制差。匹配网络提供无源电压增益和干扰滤波，其增益（dB）在ED平方律作用下使输出功率呈二次方改善。低通滤波器（LPF）和基带放大器（BBA）在极低数据速率下工作，进一步降低功耗。比较器和数字相关器检测有效唤醒信标，总功耗可低于100 nW，在-70 dBm至-60 dBm输入范围内实现小于0.1%的漏检率（MDR）。

3.2 片上本振（LO）架构
片上LO架构通过LO将RF信号下变频至基带或中频（IF），随后进行包络检测和基带处理。该架构可改善灵敏度，但LO时钟生成电路（尤其是高于1 GHz）功耗常超过微瓦阈值。可采用零中频（zero-IF）或低中频（low-IF）配置。对于OOK调制信号，零中频方式受1/f噪声影响；低中频方式通过双下变频和滤波缓解1/f噪声，但实现低功耗镜像抑制具挑战性。不确定中频（uncertain-IF）架构利用ED丢弃频率信息的特点，用压控振荡器（VCO）取代锁相环（PLL），以牺牲中频带宽和噪声为代价降低功耗。该架构可接近传统接收机结构，实现sub-mW功耗和优于-90 dBm的灵敏度，并支持多协议兼容（如BLE、Wi-Fi）。

3.3 传输本振（LO）架构
传输LO架构通过外部发射的LO信号实现频率下变频。经典双音（two-tone）实现方式利用ED的自我混频特性：RF信号与LO信号同时注入，经相互混频产生IF信号分量，再通过IF带通滤波增强干扰抑制。进一步优化包括信道嵌入开关键控（CE-OOK）和扩频技术，可提升灵敏度和噪声抑制，但增加复杂度。传输LO架构无法完全符合标准化通信协议，但可借助现有发射器发送唤醒信号，例如多载波开关键控（MC-OOK）利用Wi-Fi正交频分复用（OFDM）发射器的子载波选择实现。

4. RF包络检测架构中的关键技术
4.1 包络检测器（ED）
ED是WuRX中最关键的模块，利用半导体器件（如MOSFET、二极管、BJT）的非线性特性实现自我混频和OOK解调。RF噪声经ED后产生噪声自混频和信号-噪声混频两种变换，影响系统灵敏度。灵敏度表达式为：S = -174 dBm/Hz + NF_front-end + 10 log(B_RF) + 10 log(B_BB) + SNR_min。当RF带宽（B_RF）远大于基带带宽（B_BB）时，噪声自混频主导；反之，信号-噪声混频占优。ED分为无源和有源两类。无源ED无直流偏置电流，消除1/f噪声，是主流选择，但缺乏增益且仅支持低数据速率。多级Dickson电荷泵结构可提升电压增益，但级数增加会降低输入阻抗，需优化。差分结构可提升转换增益和灵敏度。有源ED提供更高输入阻抗和更快数据速率，适用于高速医疗监测等场景，但功耗较高。

4.1.1 无源ED
无源ED典型配置中，RF信号同时施加于MOSFET的栅极和漏极，利用非线性跨导特性实现自我混频。Dickson电荷泵结构通过级联实现电压倍增，输出阻抗与输入阻抗关系为：R_out = (N²/2) · R_in。热噪声与级数无关，但级数增加可提升电压增益，有助于后续噪声抑制，但过多级数会降低输入阻抗，削弱匹配网络的无源增益。差分结构无需外部巴伦，可提高转换增益和灵敏度。

4.1.2 有源ED
有源ED利用MOSFET亚阈值电压-电流特性的泰勒展开二次项实现平方律行为。通过电阻或MOS有源负载将解调电流转换为电压。电流复用伪差分结构可在0.5V电源下工作，但PMOS/NMOS失配和负载变化导致输出不对称。

4.1.3 匹配网络
在RF包络检测架构中，ED前增益有限，基带噪声主导灵敏度。匹配网络提供的无源增益可有效改善灵敏度。L型和π型网络提供电压增益，表达式分别为：G_L = (Q_ind · R_in · ω) / (2R_s) 和 G_π = (Q_ind · R_in · ω) / (2R_s)。电感品质因数（Q）至关重要。多数设计采用离片电感（Q可达80以上），以避免片上电感低Q值导致的灵敏度损失。增大输入电阻R_in、减小输入电容C_in可提升无源电压增益。对于Dickson电荷泵ED，存在最优级数以平衡ED增益和输入阻抗。

4.2 基带放大器（BBA）
基带噪声严重影响低功耗WuRX的灵敏度，尤其在ED-first架构中，ED输出电压极小，需要低功耗、高增益的BBA。共源放大器（增益30-60 dB，电流纳安至微安级）广泛使用。直流偏移问题需通过共模反馈（CMFB）电路抑制。电阻反馈的CMFB因Miller效应可能降低闭环增益，大电阻占用芯片面积。无偏置BBA采用伪电阻实现CMFB，稳定PVT变化，消除偏置电压，并实现直流耦合，减少1/f噪声和启动电容。有源反馈结构可提高共模抑制和响应速度，但增加功耗。

4.3 相关器
基带放大后，信号由ADC或比较器数字化，相关器用于检测唤醒信号，无需高功耗PLL。数字相关器采用16位或更长码序列，通过汉明距离比较触发唤醒。MOSFET负载结构可提高准确度，仅在全匹配时产生高电平。曼彻斯特编码可简化同步，但降低数据速率。模拟相关器无需时钟，可抑制AM干扰，支持CDMA网络，但复杂度高、时序误差大，功耗常高于数字相关器（如11位模拟相关器功耗37 nW）。异步、无时钟架构利用泄漏供电的模拟相关器，通过延迟链和组合逻辑检测唤醒模式，但需精确校准以避免时序偏差。相位检测器自动调谐结构可自适应调整延迟，但需额外逻辑避免误触发。

5. 片上本振（LO）架构中的关键技术
片上LO WuRX利用本地振荡器下变频RF信号，提供更好灵敏度和干扰抑制。N-path混频器采用多相无源开关和电容负载，实现高频率选择性。增加路径数N可提升带外抑制，但降低占空比，增加时钟复杂度。输入阻抗取决于开关电阻和负载电阻，需与天线阻抗匹配，大N时需小负载电阻，导致大电容需求，难以片上集成。LNA-first架构可缓解此问题。时钟生成方面，环形振荡器（ring VCO）因低功耗（20-80 μW）被广泛采用，用于下变频。数字基带时钟可采用超低功耗振荡器（如0.3 nW环形振荡器、1.14 nW弛豫振荡器或0.74 nW 32 kHz晶振）。PLL在WuRX中非必需，因相位噪声和信号干扰比（SIR）要求宽松，自由运行振荡器可降低功耗，但需更宽IF带宽。在需要精确频率跟踪（如BLE/Wi-Fi信标）时，PLL仍必要，但增加功耗和启动延迟。

6. 传输本振（LO）架构中的关键技术
传输LO WuRX采用双音信号，通过ED非线性下变频至IF。双音调制：发射器同时发射RF载波和LO音调，ED输出拍频信号，经带通滤波后抑制干扰和1/f噪声。可实现-90 dBm灵敏度、19 μW功耗和-46 dB SIR。信道嵌入开关键控（CE-OOK）将BFSK预调制的IF信号以OOK调制RF载波，输出IF信号比传统双音强2 dB，简化发射器实现。多载波开关键控（MC-OOK）基于OFDM结构，兼容Wi-Fi，通过选择性激活子载波表示“1”和“0”，采用曼彻斯特编码改善时序恢复，实现-92.6 dBm灵敏度。扩频技术：双线性调频开关键控（DC-OOK）结合扩频和双音调制，利用线性调频信号实现处理增益，抑制AM干扰达41 dBc，在430 MHz ISM频段实现-103 dBm灵敏度，功耗110 μW。

7. 唤醒接收器的其他技术
7.1 占空比技术
通过周期性关闭接收器降低平均功耗，但增加延迟。位级占空比（BLDC）在每个比特周期内部分时间开启，需精确同步，所需基带带宽为10?B_BB,BLDC = 1/(T_bit)，功耗为P_BLDC = β?P_inst（β为占空比）。包级占空比（PLDC）在整包期间开启，同步要求较低，但所需基带带宽为1/(3?T_bit)，功耗为P_PLDC = P_inst?T_pkt/T_period。BLDC带宽仅为PLDC的三分之一，具有更低延迟和更高灵敏度，但窄采样窗口引入直流偏移和频谱泄漏，且对时钟精度要求高。

7.2 斩波技术
ED易受1/f噪声影响，斩波稳定（CHS）技术可抑制该噪声。在ED输入端插入斩波器，将信号调制到开关频率的奇次谐波，ED平方操作后信号出现在2f_chop，放大后第二斩波器将信号恢复至直流，同时将1/f噪声和直流偏移上移至高频，由低通滤波器（LPF）抑制，增强信号完整性。

8. 唤醒接收器设计的前沿
8.1 超截止区操作
传统WuRX工作在亚阈值区，但超低功耗需求（如月光下100 pW/mm²）需进一步降低电流。当V_GS < 0时，MOS管漏电流可低于10 pA，但需负偏压。NMOS-PMOS堆叠结构可等效实现V_GS,eff = (V_G,N + V_G,P)/2 - V_th，无需额外电压源。基于此构建超截止电流镜、跨导放大器（OTA）和比较器，实现全超截止WuRX，功耗仅78 pW，可在1 lux光照下由1 mm²太阳能电池完全供电，在450 lux下误码率（BER）优于10^-3。

8.2 亚太赫兹（sub-THz）唤醒接收器
sub-THz频段（如264 GHz）可实现天线小型化、高方向性和空间选择性。全集成WuRX采用伪差分双天线探测器，两个独立天线分别驱动冷场效应管（cold-FET）的栅极和漏极，优化功率分配和相对相位，实现最大电压响应度。匹配网络分别设计，系统在65-nm CMOS中实现，面积1.54 mm²，响应度2.4 kV/W，噪声等效功率（NEP）10.5 pW/Hz^1/2，在1.02 kb/s数据率下灵敏度-48 dBm，功耗2.9 μW，BER达10^-3。支持电控反射阵列实现波束控制。

8.3 背向散射调制的双向通信
背向散射调制通过控制天线端口阻抗反射和调制入射信号，无需主动RF发射。结合WuRX可实现超低功耗始终监听，仅在检测到有效唤醒信号时激活背向散射通信模块。兼容Wi-Fi的系统（如[52]）中，WuRX以2.8 μW功耗持续监听Wi-Fi信标包，成功检测后由晶振驱动背向散射调制器进行QPSK调制，实现与标准Wi-Fi接入点的合规通信。

9. 唤醒接收器的品质因数（FoM）
为量化比较不同架构，需建立标准化指标。基于噪声特性，功耗与灵敏度可通过归一化表达式关联：Power ∝ 1/Noise，故归一化灵敏度S_norm = -Sensitivity + 10 log(Data Rate) + 10 log(Power)。噪声源包括RF通道噪声和基带噪声，两者均与带宽相关。当B_RF >> B_BB时，噪声自混频主导，信噪比（SNR）与B_RF·B_BB成正比；当B_RF ≈ B_BB时，信号-噪声混频主导，SNR与B_BB成正比。基于此，定义FoM为：FoM₁ = -Sensitivity + 10 log(Data Rate) + 10 log(Power) - 10 log(B_BB) 和 FoM₂ = -Sensitivity + 10 log(Data Rate) + 10 log(Power) - 10 log(B_RF) - 10 log(B_BB)。对于含ADC/数字相关器的设计，可用延迟替代数据速率。不同架构适用不同FoM：RF包络检测（无滤波）适用FoM₁；含滤波（如MEMS）适用FoM₂；片上LO（窄带IF）适用FoM₂；不确定IF（宽带）适用FoM₁；传输LO通常适用FoM₂。大多数设计归一化FoM在130-140 dB之间。考虑干扰鲁棒性，提出含SIR的FoM：FoM_SIR = -Sensitivity + 10 log(Data Rate) + 10 log(Power) - SIR。片上LO架构SIR最佳，RF包络检测最差，传输LO居中。功耗与SIR呈明显权衡。