模块化单级48-to-1-V DC-DC转换器，输出电流200 A

《IEEE Access》：Modular Single-Stage 48-to-1-V DC–DC Converters With Output Current of 200 A

　　

本文介绍了非隔离模块化DC-DC转换器在高电压降压方面的研究概念与结果。研究结果针对48 V至1 V的转换比进行展示。由于输出电流值非常高（高达200 A），转换器的拓扑概念假设其在并联模块之间共享。这允许减小电感器的能量与体积，并降低电阻损耗。元件的电压应力也得以降低。这是通过将模块连接到输入分压器实现的。以低占空比运行允许模块依次连接到各个输入分压电容器。这使得可以使用简单的非隔离转换器拓扑并确保安全运行。所提出系统的其他优点包括其模块化设计、负载在多个晶体管之间的分配、连续输出电压控制、电压与电流的自平衡、高频输出电压纹波，以及在某些控制故障情况下的容错能力。这些特征对于所分析族类的转换器是共同的。所提出族类转换器的复杂度可以优化。然而，这会影响负载、元件电压应力以及转换器效率。因此，本文提供了大量实验结果，比较了系统几种变体的效率。实验结果针对基于MOSFET的转换器展示，输出功率范围为200 W，输出电压为1 V。

**研究背景与问题**
现代计算与存储系统（如CPU、GPU、RAM）的供电架构日益趋向于采用48 V直流母线，而负载点需要低至1 V甚至更低的电压，同时要求高效率、高可靠性和精确的输出电压控制。传统多级级联降压或基于变压器、磁耦合、开关电容及混合技术的高降压变换器，往往存在器件数量多、控制复杂、电压应力高或电流能力受限等问题。特别是当输出电流高达200 A时，电感体积、导通损耗和器件应力成为突出挑战。为此，研究人员提出了一种非隔离模块化高降压DC-DC变换器族，以48 V/1 V转换比为目标，通过模块间电流共享来降低电感储能、体积和电阻损耗。

**研究内容与意义**
研究人员开展了系统性的拓扑概念设计、理论分析、计算机仿真和实验验证。提出的变换器将输入电压用多个电容分压，各降压模块通过双向开关连接到分压电容；得益于极小的占空比，各模块依次工作，不会同时接通，从而避免输入电容短路。该方案实现了模块化设计、负载分摊、连续调压、电压电流自平衡、高频纹波和一定容错能力。实验采用基于MOSFET的200 W输出功率（1 V输出电压）平台，验证了概念可行性。结果表明，变换器在约100 A输出电流处获得峰值效率，并具有比传统交错并联Buck更低的输出电流纹波。论文发表在《IEEE Access》。

**关键技术方法**
为开展研究，作者使用了以下关键技术方法：采用输入电容分压器与双向开关（如GaN）构建非隔离模块化Buck衍生态拓扑，利用低占空比顺序控制（PWM状态序列）实现模块安全切换；通过自然电压电流平衡原理简化闭环控制，无需额外输入电压测量；建立解析效率模型，结合MOSFET器件参数和电感厂商功率损耗工具进行计算；利用Matlab/Simulink进行电路仿真，分析电压/电流应力、损耗分布、平衡动态和故障状态；搭建四模块和三模块实验系统，使用B-BOX Imperix快速原型系统产生控制信号，HIOKI PW8001功率分析仪进行精确效率测量，并用热成像评估器件温升。

**研究结果**
**A. 拓扑概念与工作原理**
通过理论分析揭示了该族变换器的基本拓扑：四个相同开关-电感模块（N=4）连接到输入电容分压器（C1–C4），每个模块包含双向主开关（S_nT、S_nB）和同步晶体管（S_nv）。各模块电压增益为G_n=U_out/(U_in/4)=1/12，因此占空比D_n=1/12。当占空比小于0.25时，任一时刻只有一个模块连接到输入电容，双向开关关断防止了DC-link电容短路。推导出同步管控制逻辑：State(S_nv)=not[State(S_nT, S_nB)]。还提出简化拓扑（图2b）减少边界模块晶体管数量，以及三模块对称拓扑（N=3）。保护二极管D1–D4用于在轻载负电流被中断时保护器件。

**B. 输出电流纹波**
计算了电感电流纹波ΔI_L=(U_in/N?U_out)D/(Lf_S)。对于L=1 μH、f_S=60 kHz，四模块系统的输出电流纹波为11.1 A，而四相交错并联Buck为15.35 A，输出纹波低38%，电感电流纹波低7%。

**C. 效率分析模型**
建立了包含晶体管开关损耗、导通损耗和电感损耗的解析模型。利用仿真获取各晶体管开通时的电压应力，基于MOSFET数据手册的电容曲线计算损耗。以1 μH和2.2 μH电感为例，比较了模块化系统与交错Buck的电感损耗，显示模块化系统中由于电感电压降低近4倍，磁芯和交流损耗显著下降。

**D. 计算机仿真**
采用与实际器件参数一致的模型进行仿真。仿真验证了稳态电流波形、同步晶体管电压应力为U_in/4=12 V，主开关电压应力各不相同但通常低于输入电压。效率随频率降低而提高；在200 W时，导通损耗主要发生在电感和同步晶体管中。输入电容电压和电感电流具有自然平衡能力，通过简化微分方程模型解释了平衡机制；在人为不平衡（R1=16 Ω，R2=12 Ω，R3=18 Ω，R4=6 Ω）后，约10 ms内恢复平衡。输出电压纹波低于0.05%，主要谐波为f_S和2f_S，四模块系统纹波更低。容错仿真表明，当多数晶体管因故障或控制失效保持关断时，电路能以降压模式运行，但功率受限。

**E. 实验结果**
搭建了四模块实验平台，PCB采用2盎司铜箔，单模块尺寸9.4 cm×8.1 cm。实验波形验证了顺序控制、输入48 V输出1 V、单个电感电流与总输出电流（160 A）的关系。同步晶体管电压应力实测为12 V，与仿真一致。比较了不同变体效率：在40 kHz、60 kHz、100 kHz频率下，最高效率分别为90.08%、89.74%、83%，峰值出现在约90 W负载；三模块系统在轻载时效率较高，但重载下四模块系统更优；减少边界模块晶体管数量会降低轻载效率，但可能在高功率下降低导通损耗；使用2.2 μH电感在相同电流纹波下（28 kHz）与1 μH（60 kHz）相比，最大功率时效率差异约1%，低阻值电感更有利于大功率。热成像显示，减少主晶体管数量的模块中，单个晶体管温升最高达20 °C。

**F. 对比研究**
与现有文献中增益接近48 V/1 V的非隔离转换器相比，所提变换器在输出电流能力和效率方面具有竞争力，优势在于模块化可扩展、无需飞跨电容或开关电容，且峰值效率出现在高输出电流（约100 A）处，这归功于电流共享带来的低导通损耗。

**讨论与结论**
讨论部分指出，模块数增加可降低输出电流和电压纹波，提高功率等级；峰值效率出现在高电流约100 A处；输入电压和输出电流自然平衡，无需额外测量控制；系统可使用低复杂度闭环控制；元件电压应力分化但低于输入电压；模块化拓扑简单控制且提高输出纹波频率；少模块系统在轻载时效率高，但重载时效率低；低电感量电感在高功率时效率更高，轻载时略低；边界模块可减少一个晶体管，但可能增加开关损耗；电路具有容错特性。结论部分翻译如下：本文展示了对一种模块化48-V-to-1-V高输出电流变换器的研究结果。实验测试证实了系统的可行性，并显示了配置改变时效率的差异。器件在四模块和三模块系统中进行了测试，测试了不同开关频率和电感，以及减少模块中晶体管数量的能力。最重要结论包括：所提变换器产生的输出电流纹波远低于交错Buck变换器；模块数量较多的变换器输出纹波更小，允许减小输出电容；增加模块数可实现更大的变换器功率；系统效率高，峰值效率出现在约100 A输出电流；输入电压和输出电流自然平衡，无需额外测量和控制；变换器可在低复杂度闭环控制系统中运行；元件电压应力差异大但低于输入电压；模块化拓扑允许简单控制并显著增加输出电流纹波频率；模块数量少的系统在低功率时效率高但高功率时效率低；低电感系统在高功率时效率较高，轻载时略低；边界模块的双向支路可减少一个晶体管，但不会显著改善效率，并可能增加开关损耗；电路在多数晶体管控制失效或损坏而保持关断时具有容错能力；可通过并联同步晶体管和使用极低电阻电感来提高效率和功率密度。